リアクトルレス昇圧チョッパを用いたインダイレクトマトリックスコンバータの 1 パルス運転の動作検証ゴーテックチャン，伊東淳一（長岡技術科学大学） Operation verification of the reactor less boost converter with 1 pulse modulation in an Indirect Matrix Converter Goh Teck Chiang, Jun-ichi Itoh (Nagaoka University of Technology) 近年，ハイブリッド自動車や EV 自動車, 新エネルギー発 spr ssp stp 電の要求が高まっており, 交流電源と直流電源を連系でき ir is it る電力変換システムが広く研究されている。著者らは, 小型で高効率のインダイレクトマトリックスコンバータ (以下 IMC)とリアクトルレス昇圧チョッパを用いた連系システムを提案した(1)。IMC の問題点は電圧利用 Boost Inverter Converter stage Primary stage １．はじめに Lin scp sup svp swp Motor srp sps spt iu srn ssn stn 200V / 50 Hz Cin snr sns snt 率が入力電圧の 0.866 倍に制限されることにある。これに１ vo iv iw E dc scn sun svn swn 75V ibat パルス運転を適用すると, 電圧利用率は 0.97 まで改善できる(2)。しかし, １パルス運転では，モータの中性点の電位変 Fig. 1. Circuit configuration. 動によって，バッテリ電流の脈動が大きくなる。本論文では, バッテリ電流の脈動を抑制することを目的とし, 1 パルス運転時のフィードフォワード補償を提案する。結果として，バッテリ電流の脈動を抑制することにより, 出力電流のひずみを改善できる。本論文では，制御原理と実験結果を示し，実験により有効性を確認する。２．回路構成及び提案制御方法図１に回路の構成を示す。IMC は電流形整流器と電圧形インバータからなる。昇圧チョッパを DC リンク部に接続し, バッテリのプラスは IGBT(Scp, Scn)の中点に接続し, バッテリのマイナスはモータの中性点に接続する。 IMC には大きな電解コンデンサが不要である。加えて, チョッパはモータの漏れインダクタンスを昇圧リアクトルとして用いる θ* ため, 新たに昇圧リアクトルを追加する必要がない。よって本システムはオールシリコンで構成できるので, サイズやコストを低減ができる可能性が高い。図２に提案制御方式を示す。インバータの制御には V/f 制御を適用し, 出力周波数によって, 出力電圧を正弦波と 1 パルス運転(方形波)に切り替える。ここでは出力周波数 35Hz から出力電圧指令を徐々に過変調領域へ移行し（方形 Fig. 2. Proposed control block diagram. 波出力），出力周波数 50Hz のときに完全な方形波に切り替脈動が生じる。そこで脈動分をフィードフォワード制御にえる。より抑圧する。図２の “Mod reader”はフィードフォワードリアクトルレス昇圧チョッパはモータの中性点にバッテ制御の有効/無効を判定するブロックであり，0 または 1 をリを接続するため，1 パルス運転を行うと，バッテリ電流に出力する。 0 のとき，従来の PWM 制御のみとなり,フィードフォワード補償を行わない。整流器のスイッチングはインバータのゼロベクトルの期間中に行うため，ゼロ電流スイッチングとなり,損失を低減できる。一方，“Mod reader” Input current ir [A] 10 [A/div] Output voltage vuv [V] 250 [V/div] が 1 のとき，1 パルス運転となり，補償を行う。１パルス運転の場合インバータのゼロベクトル期間が存在しないため, 整流器側に 4-step 転流を適用する。単に, 整流器にデッドタイムを付加するとデッドタイム期間中に整 15 A 流器が開放状態になり，出力電圧の振幅減少する問題がある。4-step 転流を用いることで，電流が連続になるため，こ Battery current ibat [A] 5 [A/div] 10ms #4. Output current iu [A]10 [A/div] の問題を解決できる。１パルス運転の場合, スイッチング周波数は出力周波数 Fig. 3. Waveforms without feed forward control. と一致し，出力線間電圧は 120°の方形波となる。スイッチング周波数を大幅に低減できるため, インバータのスイッチング損失を PWM 制御と比較して大幅に低減できる。このとき出力線間電圧 vuv と DC リンク電圧 Edc の関係は(1) 式となる。 vuv = 6 π E dc (1) また,モータの中性点に接続したバッテリ Vbat は，インバータの中点電位を基準とした各相電圧を vu,vv,vw とすれば，(2) 式にて求められる。 Edc 1 = (vu + vv + v w ) + Vbat 2 3 Fig. 4. Waveforms with feed forward control. (2) さらに, 1 パルス運転では, 各相電圧は±1/2Edc1 で変化する方形波となるので，中性点電位は±1/6Edc となる。よって，バッテリ電圧 Vbat の設計は(3)式を満たす必要がある。 Edc 1 > Edc + Vbat 2 6 Edc >3Vbat (3) 図 2 のように, フィードフォワード補償信号はインバータの出力パルス指令を加算することで得られ, 信号は出力周波数の 3 倍の波形となる。この信号を ACR の出力に加算することで，バッテリ電流を補償する。はインバータの出力周波数 30Hz における PWM 動作であり，３．実験結果図 5(b)は出力周波数 50 Hz のとき１パルス運転動作である。 Fig. 5. PWM and square wave modulation results. 図 5 に PWM と１パルス運転の実験結果を示す。図 5(a) フィードフォワード制御の有効性を検証するために，実図 5 より, PWM から 1 パルス運転へ移動してもバッテリ電機実験を行った。実験条件は，入力電圧 200 V, 入力周波数流 ibat の脈動はほぼ PWM と同じになることを確認した。バ 50 Hz, キャリア周波数 10 kHz, 出力電圧 194 V, モータ電ッテリ電流の脈動を約 72%低減できることを確認した。力 750 W, バッテリ電圧 75 V, バッテリ電流 2 A となる。４．まとめ図 3 に 1 パルス運転の場合にバッテリ電流補償なしの結本論文では，１パルス駆動でバッテリ電流の脈動抑制の果を示す。図 3 より, バッテリ電流 ibat は出力周波数の 3 倍ためフィードフォワード補償を提案した。その結果補償なで変動することがわかる。これにより, 入出力電流に脈動がしの場合と比べて，バッテリ電流の脈動を約 72%に低減で生じる。図 4 に１パルス運転の場合でバッテリ電流 ibat 補償きた。今後は，損失解析を行う予定である。ありの結果を示す。バッテリ電流 ibat の脈動は補償なしの場合と比べて大幅に低減していることが確認できる。さらに, 図 3 と比較して図 4 の出力電流 iu は 6 ステップ波形であり, 入力電流 ir は正弦波となる。文献 (1) Goh, T.C, Jun-ichi Itoh：ECCE, pp.3282-3289, 2009 (2) Goh, T.C, Jun-ichi Itoh：ECCE, pp.1830-1837, 2010