パルス出力付き
3相、3線／4線電力計用IC
ADE7752B
特長
ADE7752B で 使 用 さ れ る ア ナ ロ グ 回 路 は 、 A/D コ ン バ ー タ
（ADC）とリファレンス回路のみです。他の信号処理（乗算、フィ
ルタリング、加算処理など）は、すべてデジタル領域で実行さ
れます。この手法により、極端な環境条件でも長時間にわたり
優れた安定性と精度が得られます。
50 Hz/60 Hz IEC 62053-21 に対応する高い精度
500～1 のダイナミック・レンジで誤差が 0.1%未満
3 相／3 線の三角接続および 3 相／4 線の Y 接続構成に適合
周波数出力 F1 と F2 に平均有効電力を供給
低周波数出力の F1 と F2 からは平均有効電力情報が得られます。
これらのロジック出力は、電子機械式カウンタの直接駆動や、マ
イクロコントローラ（MCU）とのインターフェースに使用でき
ます。CF ロジック出力からは、瞬時有効電力情報が得られます。
この出力は、キャリブレーション用に使用します。
キャリブレーション用の高周波出力（CF）が瞬時有効電力を供給
ロジック出力 REVP が、誤配線やすべての相の合計電力が負である
ことを表示
電子機械式カウンタと 2 相ステッパ・モータ（F1 と F2）の直接駆動
当社独自の ADC と DSP により、大きく変動する環境条件で長時間
にわたり高精度を実現
ADE7752B は、VDD ピンに対する電源監視回路を内蔵しています。
ADE7752B は非アクティ
VDD 上の電源電圧が 4 V に達するまでは、
ブの状態に維持されます。電源が 4 V を下回ると、ADE7752B は
リセットされ、F1、F2、CF からパルスは出力されません。
電源モニタ内蔵
クリープ保護内蔵（無負荷スレッショールド）
外部オーバードライブ機能付きの 2.4 V ± 8%（25 ppm/°C typ）リファ
レンス内蔵
内蔵の位相マッチング回路により電圧チャンネルと電流チャン
ネルの位相を合わせることができます。また、内部無負荷スレッ
ショールドにより無負荷時にクリープが生じないようになって
います。
5 V 単電源、低消費電力（42.5 mW typ）
低コストの CMOS プロセス
概要
ADE7752B は、24 ピン SOIC パッケージを採用しています。
1
ADE7752B は、高精度の多相電力量計 IC です。その仕様は、
IEC62053-21 規格で定める精度条件を上回っています。
1
米国特許申請中です。
機能ブロック図
IAP 5
ADC
IAN 6
VAP 16
HPF
ADC
LPF
ABS
VDD
17
3
X
POWER
SUPPLY
MONITOR
Ф
ADE7752B
IBP
7
IBN
8
ADC
X
HPF
VBP 15
ADC
2
LPF
Ф
DGND
19 CLKIN
20 CLKOUT
ADC
ICN 10
VCP 14
HPF
ADC
VN 13
2.4V REF
X
LPF
Ф
4kΩ
DIGITAL-TO-FREQUENCY CONVERTER
11
12
AGND
REFIN/OUT
4
18
REVP SCF
22
21
23
24
1
S1
S0
F2
F1
CF
05905-001
ICP 9
図 1.
Rev. 0
アナログ・デバイセズ社は、提供する情報が正確で信頼できるものであることを期していますが、その情報の利用に関
して、あるいは利用によって生じる第三者の特許やその他の権利の侵害に関して一切の責任を負いません。また、アナ
ログ・デバイセズ社の特許または特許の権利の使用を明示的または暗示的に許諾するものでもありません。仕様は、予
告なく変更される場合があります。本紙記載の商標および登録商標は、各社の所有に属します。
※日本語データシートは REVISION が古い場合があります。最新の内容については、英語版をご参照ください。
©2007 Analog Devices, Inc. All rights reserved.
社／〒105-6891 東京都港区海岸 1-16-1 ニューピア竹芝サウスタワービル
電話 03（5402）8200
大阪営業所／〒532-0003 大阪府大阪市淀川区宮原 3-5-36 新大阪 MT ビル 2 号
電話 06（6350）6868
本
ADE7752B
目次
特長 ...................................................................................................... 1
電圧チャンネル............................................................................ 13
概要 ...................................................................................................... 1
代表的な接続図 ................................................................................ 14
機能ブロック図 .................................................................................. 1
電流チャンネルの接続 ................................................................ 14
改訂履歴 .............................................................................................. 2
電圧チャンネルの接続 ................................................................ 14
仕様 ...................................................................................................... 3
計器の接続.................................................................................... 14
タイミング特性 .............................................................................. 4
電源モニタ ........................................................................................ 16
絶対最大定格 ...................................................................................... 5
HPF とオフセットの影響 ................................................................ 17
ESD に関する注意.......................................................................... 5
デジタル／周波数変換 .................................................................... 18
ピン配置と機能の説明 ...................................................................... 6
3 相電力の積算 ............................................................................. 19
代表的な性能特性 .............................................................................. 8
伝達関数............................................................................................ 20
用語の説明 .......................................................................................... 9
周波数出力 F1 と F2 .................................................................... 20
テスト回路 ........................................................................................ 10
周波数出力 CF .............................................................................. 21
動作原理 ............................................................................................ 11
電力量計アプリケーション向けの周波数選択............................. 22
力率に関する留意事項 ................................................................ 11
周波数出力.................................................................................... 22
非サイン波の電圧および電流 .................................................... 12
無負荷スレッショールド ............................................................ 23
アナログ入力 .................................................................................... 13
外形寸法............................................................................................ 24
電流チャンネル ............................................................................ 13
オーダー・ガイド ........................................................................ 24
改訂履歴
8/07—Revision 0: Initial Version
Rev. 0
－2－
ADE7752B
仕様
特に指定のない限り、VDD = 5 V ± 5%、AGND = DGND = 0 V、内部リファレンス、CLKIN = 10 MHz、TMIN～TMAX = −40～+85°C。
表 1.
Parameter
ACCURACY1, 2
Measurement Error on Current Channel
Phase Error Between Channels
PF = 0.8 Capacitive
PF = 0.5 Capacitive
AC Power Supply Rejection
Output Frequency Variation (CF)
DC Power Supply Rejection
Output Frequency Variation (CF)
ANALOG INPUTS
Maximum Signal Levels
Input Impedance (DC)
Bandwidth (−3 dB)
ADC Offset Error1, 2
Gain Error
REFERENCE INPUT
REFIN/OUT Input Voltage Range
Conditions
Min
Typ
Max
0.1
Voltage channel with full-scale signal (±500 mV), 25°C, over a
dynamic range of 500 to 1
% reading
±0.1
±0.1
SCF = 0, S0 = S1 = 1
IA = IB = IC = 100 mV rms,
VA = VB = VC = 100 mV rms @ 50 Hz,
Ripple on VDD of 200 mV rms @ 100 Hz
S1 = 1, S0 = SCF = 0
V1 = 100 mV rms, V2 = 100 mV rms,
VDD = 5 V ± 250 mV
% reading
0.1
% reading
±0.5
500
590
14
±25
External 2.5 V reference, IA = IB = IC = 500 mV dc
2.4 V + 8%
2.4 V − 8%
±9
2.6
2.2
3.3
Input Impedance
Input Capacitance
10
ON-CHIP REFERENCE
Reference Error
Temperature Coefficient
Nominal 2.4 V
CLKIN (INPUT CLOCK FREQUENCY)
All specifications for CLKIN of 10 MHz
Degrees
Degrees
0.01
See the Analog Inputs section
VAP – VN, VBP – VN, VCP – VN, IAP – IAN, IBP – IBN, ICP – ICN
CLKIN = 10 MHz
CLKIN/256, CLKIN = 10 MHz
Unit
±200
V peak
difference
kΩ
kHz
mV
% ideal
V
V
kΩ
pF
25
mV
ppm/°C
10
MHz
LOGIC INPUTS3
SCF, S0, S1, and ABS
Input High Voltage, VINH
Input Low Voltage, VINL
Input Current, IIN
Input Capacitance, CIN
LOGIC OUTPUTS3
F1 and F2
Output High Voltage, VOH
Output Low Voltage, VOL
CF and REVP
Output High Voltage, VOH
Output Low Voltage, VOL
POWER SUPPLY
VDD
IDD
VDD = 5 V ± 5%
VDD = 5 V ± 5%
Typically 10 nA, VIN = 0 V to VDD
2.4
ISOURCE = 10 mA, VDD = 5 V
ISINK = 10 mA, VDD = 5 V
4.5
VDD = 5 V, ISOURCE = 5 mA
VDD = 5 V, ISINK = 5 mA
4.5
For specified performance
5 V ± 5%
4.75
8.5
1
仕様については「用語の説明」を参照。
「代表的な性能特性」を参照。
3
量産開始時およびこのパラメータに影響を及ぼすおそれのある再設計や製造プロセス変更後に、サンプル・テストを実施。
2
Rev. 0
－3－
0.8
±3
10
V
V
µA
pF
0.5
V
V
0.5
V
V
5.25
10
V
mA
ADE7752B
タイミング特性
特に指定のない限り、VDD = 5 V ± 5%、AGND = DGND = 0 V、内部リファレンス、CLKIN = 10 MHz、TMIN～TMAX = −40～+85°C。
表 2.
Parameter
3
t1
t2
t3
t43, 4
t5 5
t6
1
2
3
4
5
1,2
Conditions
Specification
Unit
F1 and F2 pulse width (logic high)
Output pulse period (see the Transfer Function section)
Time between F1 rising edge and F2 rising edge
CF pulse width (logic high)
CF pulse period (see the Transfer Function section)
Minimum time between F1 and F2 pulse
120
See Figure 2
½ t2
90
See Table 7
4/CLKIN
ms
sec
sec
ms
sec
sec
量産開始時およびこのパラメータに影響を及ぼすおそれのある再設計や製造プロセス変更後に、サンプル・テストを実施。
図 2 を参照。
高い出力周波数については、F1、F2、CF のパルス幅は固定されていません（「周波数出力」を参照）。
CF は、F1 または F2 周波数出力と同期しません。
CF パルスは、高周波数モード時で常に 1 µs です（「周波数出力」を参照）。
t1
F1
t6
t2
t3
t4
t5
05905-002
F2
CF
図 2.
Rev. 0
周波数出力のタイミング図
－4－
ADE7752B
絶対最大定格
特に指定のない限り、TA = 25°C。
左記の絶対最大定格を超えるストレスを加えると、デバイスに恒
久的な損傷を与えることがあります。この規定はストレス定格の
みを指定するものであり、この仕様の動作セクションに記載する
規定値以上でのデバイス動作を定めたものではありません。デバ
イスを長時間絶対最大定格状態に置くと、デバイスの信頼性に影
響を与えることがあります。
表 3.
Parameter
Rating
VDD to AGND
VDD to DGND
Analog Input Voltage to AGND
VAP, VBP, VCP, VN, IAP, IAN, IBP, IBN,
ICP, and ICN
Reference Input Voltage to AGND
Digital Input Voltage to DGND
Digital Output Voltage to DGND
Operating Temperature Range, Industrial
Storage Temperature Range
Junction Temperature
24-Lead SOIC, Power Dissipation
θJA Thermal Impedance
Lead Temperature, Soldering
Vapor Phase (60 sec)
Infrared (15 sec)
−0.3 V to +7 V
−0.3 V to +7 V
−6 V to +6 V
Rev. 0
−0.3 V to VDD + 0.3 V
−0.3 V to VDD + 0.3 V
−0.3 V to VDD + 0.3 V
−40°C to +85°C
−65°C to +150°C
150°C
63 mW
55°C/W
ESD に関する注意
ESD（静電放電）の影響を受けやすいデバイスです。
電荷を帯びたデバイスや回路ボードは、検知されな
いまま放電することがあります。本製品は当社独自
の特許技術である ESD 保護回路を内蔵してはいます
が、デバイスが高エネルギーの静電放電を被った場
合、損傷を生じる可能性があります。したがって、
性能劣化や機能低下を防止するため、ESD に対する
適切な予防措置を講じることをお勧めします。
215°C
220°C
－5－
ADE7752B
ピン配置と機能の説明
CF 1
24 F1
DGND 2
23 F2
VDD 3
22 S1
REVP 4
21 S0
IAP 5
ADE7752B
20 CLKOUT
IAN 6
TOP VIEW
(Not to Scale)
19 CLKIN
18 SCF
IBN 8
17 ABS
ICP 9
16 VAP
ICN 10
15 VBP
AGND 11
14 VCP
REFIN/OUT 12
13 VN
図 3.
05905-004
IBP 7
ピン配置
表 4. ピン機能の説明
ピン番号
記号
説明
1
CF
キャリブレーション周波数ロジック出力。CF ロジック出力は、瞬時有効電力情報を供給します。この出力は、
キャリブレーション用に使用します。
2
DGND
このピンから、ADE7752B 内のデジタル回路（乗算器、フィルタ、デジタル／周波数コンバータ）にグラウ
ンド・リファレンスを提供します。ADE7752B のデジタル・リターン電流が小さいため、このピンをシステ
ム全体のアナログ・グラウンド・プレーンに接続できます。
3
VDD
電源。このピンで ADE7752B 内のデジタル回路に電源電圧を供給します。仕様の動作を得るには、電源電圧
を 5 V ± 5%に維持します。10 µF のコンデンサと 100 nF のセラミック・コンデンサを並列接続して、このピ
ンと DGND の間をデカップリングしてください。
4
REVP
3 相の合計電力で負の電力が検出されると、このロジック出力はロジック・ハイになります。この出力はラッ
チされず、再び正の電力が検出されるとリセットされます（「負の合計電力検出」を参照）。
5, 6;
7, 8;
9, 10
IAP, IAN;
IBP, IBN;
ICP, ICN
電流チャンネルのアナログ入力。電流トランスデューサとともに使用されるため、本書では電流チャンネル
と呼んでいます。これらの入力は完全差動電圧入力で、最大差動入力信号レベルは±0.5 V です（「アナログ
入力」を参照）。両方の入力には ESD 保護回路が備わっており、また恒久的な損傷なしに±6V の過電圧に耐
えられます。
11
AGND
このピンから、ADE7752B 内のアナログ回路（ADC とリファレンス）にグラウンド・リファレンスを提供し
ます。このピンをシステム内のアナログ・グラウンド・プレーンまたは最もノイズの低いグラウンド・リファ
レンスに接続してください。この低ノイズのグラウンド・リファレンスは、アンチエイリアシング・フィル
タ、電流トランスデューサ、電圧トランスデューサなど、すべてのアナログ回路に使用します。ADE7752B
周辺のグラウンド・ノイズを最小限に抑えるために、低ノイズのグラウンド・プレーンをデジタル・グラウ
ンド・プレーンと 1 点で接続してください。デバイス全体をアナログ・グラウンド・プレーン上に配置する
ことが可能です。
12
REFIN/OUT
このピンから内部電圧リファレンスを利用します。内部リファレンスの公称値は 2.4 V ± 8%、温度係数は 25
ppm/°C（typ）です。このピンに外部リファレンス源を接続することもできます。いずれの場合も、このピン
と AGND の間に 1 µF のセラミック・コンデンサを外付けしてデカップリングしてください。
13, 14, 15,
16
VN, VCP, VBP, VAP
電圧チャンネルのアナログ入力。電圧トランスデューサとともに使用されるため、本書では電圧チャンネル
と呼んでいます。これらの入力はシングルエンドの電圧入力で、仕様の動作を得るための最大信号レベルは
VN を基準として±0.5 V です。すべての入力に内部 ESD 保護回路が備わっており、また恒久的な損傷なしに
±6V の過電圧に耐えられます。
17
ABS
このロジック入力は、各相からの 3 つの有効電力量を加算する方法の選択に使用します。3 つの電力量の算術
合計（ABSがロジック・ハイ）または絶対値合計（ABSがロジック・ロー）のどちらかを選択します。「3 つ
の有効電力量合計のモード選択」を参照してください。
18
SCF
キャリブレーション周波数を選択します。このロジック入力を使用して、キャリブレーション出力 CF の周波
数を選択します。キャリブレーション周波数の選択方法を表 7 に示します。
19
CLKIN
ADC とデジタル信号処理用のマスター・クロック。このロジック入力に外部クロックを供給できます。別の
方法として、CLKIN と CLKOUT 間に共振 AT 水晶発振器を並列に接続して、ADE7752B のクロック源を供給
することも可能です。規定動作のクロック周波数は 10 MHz です。22 pF から 33 pF までのセラミック負荷コ
ンデンサをゲート発振器回路とともに使用します。負荷容量の条件については、水晶発振器メーカのデータ
シートを参照してください。
Rev. 0
－6－
ADE7752B
ピン番号
記号
説明
20
CLKOUT
19 番ピンで説明したように、このピンと CLKIN 間に水晶発振器を接続して、ADE7752B のクロック源を供給
できます。外部クロックが CLKIN に供給されるとき、または水晶発振器の使用時に、CLKOUT ピンは 1 つの
CMOS 負荷を駆動できます。
21, 22
S0, S1
これらのロジック入力を使用して、デジタル／周波数変換の周波数を 4 つのうちから 1 つ選択します。これ
により、電力量計の柔軟な設計が可能になります。
23, 24
F2, F1
低周波数ロジック出力。F1 と F2 から平均有効電力情報が出力されます。これらのロジック出力を使用して、
電子機械式カウンタと 2 相ステッパ・モータを直接駆動できます（「伝達関数」を参照）。
Rev. 0
－7－
ADE7752B
代表的な性能特性
0.5
0.5
0.4
0.4
PHASE C
0.3
0.3
PHASE A + B + C
0.2
PHASE B
0.1
% ERROR
0
–0.1
PHASE A
–0.2
+25°C, POWER FACTOR = 1
0.1
+85°C, POWER FACTOR = 1
0
–0.1
–40°C, POWER FACTOR = 1
–0.2
–0.3
05905-007
–0.3
–0.4
–0.5
0.1
1
10
05905-010
% ERROR
0.2
–0.4
–0.5
0.1
100
1
図 4.
10
100
CURRENT CHANNEL (% of Full Scale)
CURRENT CHANNEL (% of Full Scale)
図 7.
測定値のパーセントとしての誤差
（内部リファレンス使用時、Y 接続）
各温度における測定値のパーセントとしての誤差
（外部リファレンス使用時、Y 接続）
1.0
1.0
0.8
0.5
–40°C, POWER FACTOR = 0.5
% ERROR
% ERROR
0.6
0.4
0.2
+25°C, POWER FACTOR = 1
0
POWER FACTOR = 1
POWER FACTOR = 0.5
–0.5
0
05905-008
+85°C, POWER FACTOR = 0.5
–0.4
0.1
1
10
05905-011
–1.0
+25°C, POWER FACTOR = 0.5
–0.2
–1.5
45
100
50
図 8.
各力率における測定値のパーセントとしての誤差
（内部リファレンス使用時、Y 接続）
–40°C, POWER FACTOR = 1
周波数変化に対する測定値のパーセントとしての誤差
（内部リファレンス使用時、Y 接続）
0.4
0.6
0.3
0.4
0.2
0.2
0.1
% ERROR
% ERROR
0.8
+25°C, POWER FACTOR = 1
0
–0.2
–0.5
5V
4.75V
0
–0.1
–0.2
+85°C, POWER FACTOR = 1
–0.4
5.25V
05905-009
–0.3
–0.8
–1.0
0.1
1
10
–0.4
–0.5
0.1
100
1
10
100
CURRENT CHANNEL (% of Full Scale)
CURRENT CHANNEL (% of Full Scale)
Rev. 0
65
0.5
1.0
図 6.
60
05905-012
図 5.
55
LINE FREQUENCY (Hz)
CURRENT CHANNEL (% of Full Scale)
図 9.
各温度における測定値のパーセントとしての誤差
（内部リファレンス使用時、Y 接続）
－8－
各電源電圧における測定値のパーセントとしての誤差
（内部リファレンス使用時、Y 接続）
ADE7752B
用語の説明
測定誤差
ADC オフセット誤差
ADE7752B による電力量測定に関連する誤差は、次式によって定
義できます。
ADC のアナログ入力に関連する DC オフセットです。アナログ
入力が AGND に接続されていても、ADC はアナログ入力信号オ
フセットを認識します。ただし、HPF が常に存在するため、オフ
セットは電流チャンネルから除去され、電力計算がこのオフセッ
トにより影響を受けることはありません。
Percentage Error =
⎛ Energy Registered by ADE7762 – True Energ y ⎞
⎟⎟ × 100%
⎜⎜
True Energ y
⎠
⎝
(1)
ゲイン誤差
チャンネル間位相誤差
電流チャンネル内のハイパス・フィルタ（HPF）には、位相進み
応答性があります。この位相応答性を補正し、チャンネル間の位
相応答性を均一にするために、位相補正ネットワークが電流チャ
ンネルに配置されています。この位相補正ネットワークによって、
電流チャンネルと電圧チャンネル間の位相マッチングが 45～65
Hz の範囲で ±0.1°以内、40 Hz～1 kHz の範囲で±0.2°以内に維持さ
れます（図 21 と図 22 を参照）。
電源電圧変動除去比（PSR）
電源電圧が変動したときの ADE7752B の測定誤差を測定値の
パーセントで表したものです。
AC の PSR 測定では、最初に公称電源（5 V）での測定値を読み
出します。次に、この電源に 200 mV rms/100 Hz の信号が導入さ
れ、同じ入力信号レベルで 2 番目の測定値を読み出します。この
ときに発生した誤差を測定値のパーセントで表します。「測定誤
差」の定義を参照してください。
DC の PSR 測定では、最初に公称電源（5 V）での測定値を読み
出します。次に、電源を±5%変化させて、同じ入力信号レベルで
2 番目の測定値を読み出します。ここでも同様に、このときに発
生した誤差を測定値のパーセントで表します。
Rev. 0
－9－
ADE7752B のゲイン誤差は、出力周波数の測定値（オフセットは
除去）と理論値との差です。この差は、理論的な周波数のパーセ
ントで表します。周波数の理論値は、ADE7752B の伝達関数から
求めます（「伝達関数」を参照）。
ADE7752B
テスト回路
VDD
100nF
3
1kΩ
Rb
5
ADE7752B
IAN
SAME AS
IAP, IAN
1MΩ
220V
AC
1kΩ
33nF
3
7
IBP
8
IBN
9
ICP
S1 22
10
ICN
SCF 18
16
VAP
REFIN/OUT 12
SAME AS VAP
15
VBP
SAME AS VAP
14
VCP
13
VN
33nF
図 10.
TO
FREQUENCY
COUNTER
K8
10MHz
CLKIN 19
S0 21
22pF
1kΩ
0.1µF
VDD
10µF
AGND DGND
11
Rev. 0
2
CLKOUT 20
REVP 4
1kΩ
4
820Ω
22pF
33nF
SAME AS
IAP, IAN
1
F2 23
CF 1
6
K7
ABS F1 24
IAP
33nF
1kΩ
17
VDD
2
性能曲線用のテスト回路
－ 10 －
05905-015
10µF
ILOAD
ADE7752B
動作原理
電流トランスデューサと電圧トランスデューサからの 6 つの信
号は、ADC でデジタル信号に変換されます。これらの ADC は、
オーバーサンプリング・レートが 833 kHz の 16 ビット、2 次の∑∆
（シグマ・デルタ）型です。このアナログ入力構造は、トランス
デューサと直接接続できるように幅広いダイナミック・レンジと
バイポーラ入力を備えているため、トランスデューサとはきわめ
て容易にインターフェースできます。電流チャンネル内のハイパ
ス・フィルタは、電流信号の DC 成分を除去します。そのため、
電圧信号や電流信号のオフセットが原因となって有効電力の計
算に誤差が生じることがありません（「HPF とオフセットの影響」
を参照）。
ADE7752B の低周波数出力は、合計有効電力情報を積算して生成
します。この低周波からわかるのは、出力パルス間に長い積算時
間があるということです。したがって、出力周波数は平均有効電
力に比例することになります。今度はこの平均有効電力情報を積
算すること（カウンタを使用するなど）で、有効電力量情報を生
成できます。出力周波数が高いため積分時間が短くなることから、
CF 出力は瞬時有効電力に比例します。定常負荷状態で行われる
システム・キャリブレーションにはこれを利用できます。
力率に関する留意事項
瞬時電力信号から有効電力情報を抽出する方法（ローパス・フィ
ルタ処理を使用）は、電圧信号と電流信号が同相でない場合にも
有効です。図 12 は、多相のうち 1 つの相で、力率 = 1 の状態と、
変位力率（DPF） = 0.5、つまり電流信号の位相が電圧よりも 60°
遅れる状態を示します。電圧と電流の波形がサイン波であるとす
ると、瞬時電力信号の有効電力成分（DC 項）は、次の式で求め
ることができます。
有効電力の計算には、瞬時電力信号を利用します。瞬時電力信号
を生成するには、各相の電流信号と電圧信号を直接乗算します。
ここから有効電力成分（DC 成分）を抽出するには、各相の瞬時
電力信号にローパス・フィルタをかけます。図 11 は、瞬時有効
電力信号を示していますが、瞬時電力信号にローパス・フィルタ
をかけて有効電力情報を抽出する方法も示しています。この方法
により、多相システムの各相ごとに有効電力情報を抽出します。
次に、各相の有効電力を加算して、有効電力合計値の情報を得ま
す。この方法を使用することで、あらゆる力率で非サイン波の電
流と電圧に対する有効電力を正しく計算できます。信号処理はす
べてデジタル領域で実行されるため、温度と時間の変化に対して
優れた安定性が得られます。
p(t) = i(t) × v(t)
WHERE:
v(t) = V × cos (ωt)
i(t) = I × cos (ωt)
p(t) = V × I
{1+ cos (2ωt)}
2
V×I
V×I
2
TIME
INSTANTANEOUS
POWER SIGNAL - p(t)
ADC
これで有効電力を正しく計算できます。
INSTANTANEOUS
VA × IA + VB × IB +
ACTIVE POWER SIGNAL
VC × IC
2
ABS
LPF
|X|
MULTIPLIER
VAP
ADC
DIGITAL-TO-FREQUENCY
F1
F2
LPF
|X|
MULTIPLIER
VBP
INSTANTANEOUS
TOTAL POWER
SIGNAL
ADC
HPF
IBP
IBN
(2)
V×I
2
HPF
IAP
IAN
⎛ V × 1 ⎞ × cos(60°)
⎜
⎟
⎝ 2 ⎠
DIGITAL-TO-FREQUENCY
ADC
CF
HPF
ICP
ICN
ADC
LPF
|X|
05905-016
MULTIPLIER
VCP
VN
ADC
図 11.
Rev. 0
信号処理のブロック図
－ 11 －
ADE7752B
INSTANTANEOUS
POWER SIGNAL
i(t ) = I O + 2 × ∑ In × sin (nωt βn )
∞
INSTANTANEOUS
ACTIVE POWER SIGNAL
(4)
n =1
ここで、
V× I
2
i(t)は瞬時電流です。
IO は DC 成分です。
0V
In は電流高調波 n の RMS 値です。
CURRENT
VOLTAGE
βn は電流高調波の位相角です。
INSTANTANEOUS
POWER SIGNAL
式 3 と式 4 を使用して、有効電力 P をその基本波有効電力（P1）
と高調波有効電力（PH）に基づいて表すことができます。
INSTANTANEOUS
ACTIVE POWER SIGNAL
P = P1 + PH
V× I
× cos(60°)
2
ここで、
0V
P1 = V 1 × I1 cos φ1
図 12.
60°
CURRENT
05905-017
VOLTAGE
φ1 = α1 − β1
∞
PH = ∑ Vn × I n cos φn
n =1
瞬時電力信号の DC 成分
式 6 から明らかなように、電圧波形と電流波形の両方に高調波が
存在する場合、高調波ごとに高調波の有効電力成分が生成されま
す。力率計算は、純粋なサイン波の場合に正確であることが実証
されています。したがって、高調波は一連の純粋なサイン波で構
成されているため、高調波有効電力は力率も正しく表すことにも
なります。高調波測定を制限する要素は帯域幅です。ADE7752B
の有効電力測定の帯域幅は、10 MHz のマスター・クロック周波
数時で 14 kHz です。
この有効電力の計算方法は、非サイン波の電流および電圧にも適
用できます。実際のアプリケーションでは、あらゆる電圧波形と
電流波形に若干の高調波成分が含まれます。フーリエ変換を利用
すれば、その高調波成分に基づいて瞬時電圧波形と電流波形を表
すことができます。
∞
(3)
n =0
ここで、
v(t)は瞬時電圧です。
VO は平均値です。
Vn は電圧高調波 n の RMS 値です。
α n は電圧高調波の位相角です。
Rev. 0
(6)
φn = αn − βn
非サイン波の電圧および電流
v(t ) = V O + 2 × ∑ V n × sin(nωt + α n )
(5)
－ 12 －
ADE7752B
アナログ入力
電流チャンネル
電圧チャンネル
電流トランスデューサからの電圧出力は、完全差動の電圧入力で
ある ADE7752B の電流チャンネルに接続されます。IAP、IBP、
ICP はそれぞれ IAN、IBN、ICN に対応する正側入力です。
ライン電圧トランスデューサの出力は、ADE7752B の電圧入力に
接続されます。電圧チャンネルは、疑似差動電圧入力です。VAP、
VBP、VCP は VN を基準とする正側入力です。
仕様の動作を得るには、電流チャンネル上の最大ピーク差動信号
が±500 mV（純粋なサイン波信号の場合は 353 mV rms）よりも低
くならないようにします。
仕様の動作を得るための電圧チャンネル上の最大ピーク差動信
号は、±500 mV（純粋なサイン波信号の場合は 353 mV rms）です。
図 14 は、ADE7752B の電圧チャンネルに接続可能な最大信号レ
ベルを示します。
IAP–IAN
VAP–VN
+500mV
IAP
IA
+500mV
VAP
IAN
VCM
VCM
AGND
–500mV
図 13.
COMMON-MODE
±25mV MAX
VN
VCM
AGND
–500mV
最大信号レベル（電流チャンネル）
図 14.
図 13 は、IAP と IAN の最大信号レベルを示します。IAP と IAN
間の最大差動電圧は±500 mV です。入力の差動電圧信号は、同相
を基準にする必要があります（通常は AGND）。図 13 に示す最
大同相信号は±25 mV です。
Rev. 0
VA
VCM
05905-018
COMMON-MODE
±25mV MAX
DIFFERENTIAL INPUT
±500mV MAX PEAK
05905-019
DIFFERENTIAL INPUT
±500mV MAX PEAK
最大信号レベル（電圧チャンネル）
電圧チャンネルは、同相電圧から駆動する必要があります。つま
り入力の差動電圧信号は、同相（通常は AGND）を基準にする
必要があります。ADE7752B のアナログ入力は、AGND を基準に
最大 25 mV の同相電圧で駆動できますが、AGND に等しい同相
電圧を使用すれば、最高の結果が得られます。
－ 13 －
ADE7752B
代表的な接続図
電流チャンネルの接続
計器の接続
図 15 は、電流チャンネル（IA）の代表的な接続図を示します。
この例では、電流トランスデューサとして電流トランス（CT）
を選択します。電流チャンネルの同相電圧は AGND であり、こ
の電圧は負荷抵抗を AGND にセンター・タップする方法で生成
しています。これにより、IAP および IAN に相補アナログ入力信
号が供給されます。CT の巻線回転比と負荷抵抗 Rb の値は、最大
負荷時に±500 mV のピーク差動電圧が確保されるように選択し
ています。
3 相の電力供給には、3 相／4 線または 3 相／3 線の 2 つの配電供
給があります。3 相／4 線方式では、中性線が追加されます。こ
の各方式の電圧ラインの位相差は、±120°（±2π/3 ラジアン）です
（式 7 を参照）。
V A (t ) = 2 × V A × cos (ωlt )
2π ⎞
V B (t ) = 2 × V B × cos ⎛⎜ ωlt +
⎟
3 ⎠
⎝
理論上は、Rb をセンター・タップする方法が望ましいのですが、
そのためにはチャンネルの抵抗値が同一となるように、レイアウ
トと抵抗間のマッチングに細心の注意を払う必要があります。
1 本の抵抗を使用するだけで実用性が高まるため、これは設計上
有効な選択肢です。
Rf
Rb
±500mV
Cf
電流入力は、以下の式から求められます。
I A (t ) = 2 I A × cos (ωlt + φ A )
2π
+ φ B ⎞⎟
I B (t ) = 2 I B × cos ⎛⎜ ωlt +
3
⎝
⎠
IAN
Cf
PHASE NEUTRAL
図 15.
ここで、VA、VB、VC は、それぞれの相の電圧 RMS 値です。
IAP
Rf
IP
4π ⎞
V C (t ) = 2 × VC × cos ⎛⎜ ωlt +
⎟
3 ⎠
⎝
電流チャンネルの代表的な接続
ここで、
IA、IB、IC は各相の電流 RMS 値です。
電圧チャンネルの接続
図 16 は、
電圧チャンネルの代表的な接続図 2 つを示しています。
第 1 の方法では、電圧トランス（PT）を使用して主電源電圧か
ら完全に絶縁します。第 2 の方法は、中性線を避けて ADE7752B
をバイアスし、抵抗分圧器を使用してライン電圧に比例する電圧
信号を得ます。計器でゲイン・キャリブレーションを行うときは、
Ra、Rb、VR の比を調整すると便利です。VR はポテンショメータ
またはバイナリ重付けの直列抵抗を使用して実装できます。いず
れの構成も良好に動作しますが、ポテンショメータは時間の経過
に伴ってノイズが発生することがあります。ノイズを最小限に抑
えるために、VR の代わりに 2 本の固定値の抵抗を利用できます。
Cf
VN
±500mV
Cf
Cf
Rb*
VAP
±500mV
VN
Rf
Cf
PHASE NEUTRAL
*Ra >> Rf + VR; *Rb + VR = Rf
図 16.
Rev. 0
05905-021
VR*
PA(t) = VA(t) × IA(t)
PB(t) = VB(t) × IB(t)
PC(t) = VC(t) × IC(t)
したがって、式は以下のように展開されます。
PA (t ) = V A × I A × cos(φ A ) − V A × I A × cos (2ωl t + φ A )
PB (t ) =
(9)
式 9 に示すように、1 つの相の電流および電圧入力が同じチャン
ネル（A、B、C）に接続されるときに、各相ごとの有効電力計算
が行われます。その後、P(t) = PA(t) + PB(t) + PC(t)のように、各相
の有効電力計算値を加算することにより、合計有効電力情報が得
られます。
PHASE NEUTRAL
Ra*
次に、瞬時電力は次のように計算できます。
8π
PC (t ) = V C × I C × cos(φ C ) − V C × I C × cos ⎛⎜ 2ωl t +
+ φ C ⎞⎟
3
⎠
⎝
Rf
AGND
φA、φB、φC は、各相の電流チャンネルと電圧チャンネルの位相差
です。
4π
V B × I B × cos(φ B ) − V B × I B × cos ⎛⎜ 2ω l t +
+ φ B ⎞⎟
3
⎝
⎠
VAP
Rf
PT
(8)
4π
+ φC ⎞⎟
IC (t ) = 2 I C × cos ⎛⎜ ωlt +
3
⎝
⎠
05905-020
CT
(7)
電圧チャンネルの代表的な接続
－ 14 －
ADE7752B
図 17 は、3 相／3 線の三角接続電力供給ラインに ADE7752B のア
ナログ入力を接続する構成を示します。
Ra*
図 18 は、3 相／4 線の Y 接続電力供給ラインに ADE7752B のア
ナログ入力を接続する構成を示します。
Cf
Ra*
Cf
Rb*
Rb*
VAP
IAP
VR*
VAP
VR*
IAP
ANTIALIASING
FILTERS
CT
IAN
Rb*
IAN
Rb*
ANTIALIASING
FILTERS
CT
CT
PHASE A
PHASE A
PHASE C
SOURCE
SOURCE
Rf
PHASE C
Rb*
ANTIALIASING
FILTERS
Ra*
IBP
IBN
Rb*
VBP
VR*
*Ra >> Rf + VR; *Rb + VR = Rf
図 17.
ANTIALIASING
FILTERS
IBP
IBN
VBP
VR*
Cf
Rb*
ANTIALIASING
FILTERS
Rb*
Rf
ICP
LOAD
ICN
VCP
VR*
VN
CF
3 相／3 線電力量計と ADE7752B の接続
*Ra >> Rf + VR; *Rb + VR = Rf
この場合、ADE7752B の 2 つの電流入力と 2 つの電圧入力のみが
使用されます。ADE7752B によって計算された有効電力は、選択
するチャンネルに依存しません。
Rev. 0
Rb*
図 18.
－ 15 －
3 相／4 線電力量計と ADE7752B の接続
05905-023
Cf
Cf
CT
05905-022
Ra*
Ra*
Rb*
LOAD
VN
Cf
CT
PHASE B
PHASE B
ADE7752B
電源モニタ
ADE7752B は、内蔵の電源モニタによって電源（VDD）を連続的
に監視します。パワーアップ時に、電源が 4 V ± 2%、VREF が 1.9 V
（typ）を下回ると、ADE7752B の出力は非アクティブ状態になり、
データパスはリセット状態に保持されます。VDD が 4 V ± 2%より
も高くなり、VREF が 1.9 V（typ）を超えると、このチップがアク
ティブになり、電力量の積算が開始されます。VDD が 4 V よりも
低くなり、また VREF が 1.9 V（typ）未満に低下するパワーダウン
時には、データパスが再びリセット状態に保持されます。この実
行により、パワーアップ時とパワーダウン時にデバイスの正しい
動作が保証されます。電源モニタにはヒステリシスとフィルタ機
能が内蔵されているため、電源ノイズによる誤ったトリガに対す
る高い耐性があります。
4V
VREF
2.4V
1.9V
INTERNAL
INACTIVE
RESET
ACTIVE
図 19.
－ 16 －
INACTIVE
内蔵電源モニタ
05905-024
0V
VDD のリップルが正常動作仕様の±5%を越えないように、デバイ
スの電源とデカップリングを設計してください。
Rev. 0
VDD
5V
ADE7752B
HPFとオフセットの影響
{V cos(ωt ) + VOS}× {I cos(ωt ) + IOS} =
V ×I
図からわかるように、ADE7752B は 1 kHz まで位相補償されるため、
力率が低い場合でも高調波有効電力を正しく計算できます。
0.07
0.06
0.05
PHASE (Degrees)
図 20 は、有効電力の計算に対するオフセットの影響を示します。
図 20 に示すように、電流チャンネルと電圧チャンネルのオフ
セットによって DC 成分が発生します。この DC 成分は LPF に
よって抽出され、各相の有効電力情報の生成に使用されるため、
オフセットが有効電力の計算に一定の誤差をもたらすことにな
ります。電流チャンネルの HPF によって、この問題を簡単に回
避できます。少なくとも 1 つのチャンネルからオフセットを除去
すれば、乗算によって DC の誤差成分が生じることはありません。
cos(ωt)の誤差項は、LPF とデジタル／周波数変換によって除去さ
れます（「デジタル／周波数変換」を参照）。
(10)
+ VOS × I OS + VOS × I cos(ωt ) + I OS × V cos(ωt )
2
V ×I
+
× cos(2ωt )
2
0.03
0.02
0.01
–0.01
05905-031
0
DC COMPONENT (INCLUDING ERROR TERM)
IS EXTRACTED BY THE LPF FOR REAL
POWER CALCULATION
VOS × IOS
0.04
0
100
図 21.
V× I
2
200
300
400 500 600 700
FREQUENCY (Hz)
800
900 1000
チャンネル間の位相誤差（0 Hz～1 kHz）
0.010
0.008
0.006
PHASE (Degrees)
IOS × V
ω
2ω
FREQUENCY (RAD/sec)
図 20.
チャンネル・オフセットが有効電力の計算に及ぼす影響
0.004
0.002
0
電流チャンネルの HPF には位相応答が伴いますが、これはオン
チップで補償します。図 21 と図 22 は、補償ネットワークを使用
した場合のチャンネル間の位相誤差を示します。
–0.002
–0.004
05905-032
0
05905-026
VOS × I
40
図 22.
Rev. 0
－ 17 －
45
50
55
60
FREQUENCY (Hz)
65
チャンネル間の位相誤差（40～70 Hz）
70
ADE7752B
デジタル／周波数変換
サイン波信号の平均値はゼロです。したがって、ADE7752B で生
成される周波数は、平均有効電力に比例します。図 23 には、定
常負荷状態（一定の電圧と電流）に対するデジタル／周波数変換
も示されています。
乗算後のローパス・フィルタのデジタル出力には各相の有効電力
情報が含まれています。ただし、この LPF は理想的なブリック・
ウォール・フィルタにはならないため、出力信号の中にはライン
周波数とその高調波、すなわち cos(hωt)（ここで、h = 1、2、3 …）
での減衰成分も含まれます。
定常負荷状態でも、周波数出力 CF は時間とともに変化します（図
23 を参照）。この周波数変動の主な原因は、瞬時有効電力信号に
含まれる cos(2ωt)成分です。CF の出力周波数は、F1 と F2 の周波数
の最大 160 倍まで高くできます。高い出力周波数を生成するのに、
非常に短時間に瞬時有効電力信号を積算しながら周波数に変換
します。積算時間が短いということは、cos(2ωt)成分の平均化も少
なくなるということです。そのため、瞬時電力信号の一部がデジ
タル／周波数コンバータを通過します。
このフィルタの振幅応答は、次式の通りです。
|H ( f )| =
1
⎧f⎫
1+ ⎨ ⎬
⎩8⎭
(11)
2
ここで、ローパス・フィルタの−3 dB カットオフ周波数は 8 Hz
です。
CF をキャリブレーションに使用する場合は、周波数カウンタに
よって周波数の平均化を行い、リップルを除去してください。マ
イクロプロセッサ・ベースのアプリケーションのように電力量の
測定に CF を使用する場合は、CF 出力も平均化して電力を計算し
てください。
出力 F1 と F2 ははるかに低い周波数で動作するため、
瞬時有効電力信号の平均化が何回も行われます。その結果、サイ
F1 と F2 の周波数出力から実質的にリッ
ン波成分は大幅に減衰し、
プル成分が除去されるため、この各出力はステッパ・モータ・ベー
スの計器による電力量測定に利用できます。
50 Hz のライン周波数では、2ω（100 Hz）成分の減衰量は約−22 dB
です。瞬時電力信号により、支配的な高調波はライン周波数の
2 倍、cos(2ωt)にあります。図 23 は、CF の瞬時有効電力信号出力
を示します。これには、まだかなりの量の瞬時電力情報 cos(2ωt)
が含まれています。
この信号はデジタル／周波数コンバータに渡され、ここで時間に
ついて積分（積算）されて出力周波数が得られます。信号のこの
ような積算により、瞬時有効電力信号内の DC 以外のすべての成
分が抑制または平均化されます。
ABS
VA
LPF
MULTIPLIER
|X|
DIGITAL-TOFREQUENCY
F1
F2
VB
LPF
MULTIPLIER
|X|
IB
CF
VC
TIME
LPF
MULTIPLIER
IC
TIME
CF
DIGITAL-TOFREQUENCY
FREQUENCY
IA
FREQUENCY
F1
|X|
V×I
2
LPF TO EXTRACT
REAL POWER
(DC TERM)
cos(2ωt)
ATTENUATED BY LPF
2ω
FREQUENCY (RAD/sec)
INSTANTANEOUS REAL POWER SIGNAL
(FREQUENCY DOMAIN)
図 23.
Rev. 0
有効電力／周波数変換
－ 18 －
05905-029
ω
0
ADE7752B
の電力ライン接続に誤りがある場合、つまり CT が誤った方向に
接続されている場合、この方法を適用せずに記録された合計有効
電力量は、2/3 も低減することがあります。
3 相電力の積算
電力量測定に関する留意事項
電力情報の計算と表示には、常に若干のリップルが伴いますが、
そのリップルは MCU が平均電力と負荷を測定するために使用す
る積分時間に応じて変化します。たとえば、軽負荷で、出力周波
数が 10 Hz という場合を考えます。積分時間が 2 秒の場合は、約
20 のパルスのみがカウントされます。ADE7752B の出力周波数は
MCU タイマと非同期に動作するため、1 つのパルスが欠落する可
能性が常に存在します。その結果、電力量測定で 1/20、つまり 5%
の誤差が発生します。この問題を解消するために、所望の精度を
達成するうえで適切な積分時間を考慮に入れる必要があります。
絶対値合計を選択すれば、記録された有効電力量が実際に供給さ
れた有効電力量を確実に表すことになります。このモードでは、
逆電力ピンによって、有効電力の算術合計が負になったことを検
出しますが、符号に関係なく電力量の積算が継続されます。
負の合計電力検出
ADE7752B は、3 つの相の算術合計として計算された合計電力が
負になったことを検出します。この検出は、3 つの電力の合計
モード（算術または絶対値）とは無関係です。このメカニズムは、
計器の誤接続または負の有効電力量の発生を検出できます。3 つ
の相の合計電力が負になると、REVP ピンの出力がアクティブ・
ハイになります。3 つの相の合計電力が正になると、REVP ピン
の出力はローレベルにリセットされます。
3 つの有効電力量合計のモード選択
ADE7752B を、3 つの有効電力量の算術合計 Wh = WhΦA + WhΦB +
WhΦC またはこれらの電力量の絶対値合計 Wh = |WhΦA| + |WhΦB| +
|WhΦC|を実行するように構成できます。この 2 つのモードの選択
は、ABSピンの設定によって行います。ABSピンがロジック・ハ
REVP ピンの出力は、CF のパルスが発行されると同時にその状
態を変化させます。3 つの相の合計電力が負になる場合は、その
合計が正になるか、または 3 相のすべてが無負荷スレッショール
ドを下回るまで、REVP ピンの出力はハイレベルに維持されます。
イのときに算術合計、ロジック・ローのときに絶対値合計がそれ
ぞれ選択されます。
絶対値合計を選択すると、各相からの有効電力量は常に合計有効
電力量の正方向にカウントされます。有効電力の符号を常に同一
にする必要のある 3 相／4 線設備で、これが特に有用です。計器
Rev. 0
－ 19 －
ADE7752B
伝達関数
周波数出力 F1 と F2
例1
ADE7752B は（電流チャンネルと電圧チャンネル上の）6 つの電
圧信号の積を計算し、この積にローパス・フィルタをかけて有効
電力情報を抽出します。それから、この有効電力情報を周波数に
変換します。周波数情報は、アクティブ・ハイ・パルスとして
F1 と F2 に出力されます。これらの出力のパルス・レートは比較
的低く、たとえば AC 信号が SCF = S0 = 0、S1 = 1 のとき最大 2.09
Hz です（表 6 を参照）。つまり、これらの出力周波数は、比較的
長い周期にわたり積算された有効電力情報から生成されたもの
ということになります。これにより、平均有効電力に比例した出
力周波数が得られます。有効電力信号の平均化は、デジタル／周
波数変換に含まれています。出力周波数またはパルス・レートと
入力電圧信号の関係は、以下の通りです。
この例では、電圧チャンネルと電流チャンネルに±500 mV ピーク
の AC 電圧を電圧チャンネルと電流チャンネルに印加した場合、
予想出力周波数は次のように計算されます。
Freq =
6.181× (V AN × I A + V BN × I B + V CN × I C ) × f 1 to 7
V REF
2
f 1to 7 = 0.56 Hz , SCF = S0 = S1 = 1
V AN = V BN = V CN = IA = IB = IC
0.5
= 500 mV peak ac =
V rms
2
V REF = 2.4 V (nominal reference value)
内部リファレンスを使用する場合、±8%のリファレンス許容誤差
があるため、実際の出力周波数はデバイスにより異なります。
Freq = 3 ×
(12)
ここで、
Freq は、F1 と F2 の出力周波数（Hz）です。
VAN、VBN、VCN は、電圧チャンネルの差動 RMS 電圧信号（V）です。
IA、IB、IC は、電流チャンネルの差動 RMS 電圧信号（V）です。
VREF は、リファレンス電圧（2.4 V ± 8%）（V）です。
f1 to 7 は、SCF、S0、S1 の各ロジック入力を使用して選択できる 7 つ
の周波数のうち 1 つです（表 5 を参照）。
表 5. f1 to 7 周波数の選択 1
1
SCF
S1
S0
f1 to 7 (Hz)
0
0
0
2.24
1
0
0
4.49
0
0
1
1.12
1
0
1
4.49
0
1
0
5.09
1
1
0
1.12
0
1
1
0.56
1
1
1
0.56
f1 to 7 はマスター・クロックを分周した周波数であるため、規定された CLKIN
周波数が変更されると、これに応じて変化します。
Rev. 0
(13)
－ 20 －
6.313 × 0.5 × 0.5 × 0.58
2 × 2 × 2.42
= 0.230 Hz
(14)
上記の 2 つの計算例から明らかなように、AC 入力の最大出力周波
数は常に DC 入力信号の最大出力周波数の 1/2 です。
最大周波数は、
ADE7752B に接続される相の数によっても変化します。3 相／3 線
の三角接続電力供給の場合、その最大出力周波数は 3 相／4 線 Y
接続電力供給の場合と異なります。その理由は、アナログ入力に
接続される相の数が 2 つのみであることに加えて、三角接続電力
供給では同じ相の電流チャンネルと電圧チャンネルの入力が通常
の動作時に同相にならないためです。
ADE7752B
例2
f 1to 7 = 0.56 Hz , SCF = S0 = S1 = 1
この例では、図 17 に示すように、ADE7752B は 3 相／3 線のデル
タ接続電力供給ラインに接続されます。ADE7752B で処理された
合計有効電力量の計算を、次式で表すことができます。
V AN = V BN = I A = I B = I C = 500 mV peak ac =
0.5
V rms
2
V CN = I C = 0
Total Active Power = (VA – VC) × IA + (VB – VC) × IB
V REF = 2.4 V nominal reference value
ここで、
VA、VB、VC はそれぞれ相 A、相 B、相 C の電圧です。
内部リファレンスを使用する場合、±8%のリファレンス許容誤差
があるため、実際の出力周波数はデバイスにより異なります。
IA と IB はそれぞれ相 A と相 B の電流です。
式 7 と式 8 の電圧および電流入力を基準にすると、合計有効電力
（P）は、以下のように求められます。
P = (V A − V C )
(I
AP
Freq = 2 ×
− I AN ) + (V B − V C ) × (I BP − I BN )
4π ⎞ ⎞
⎛
P = ⎜ 2 × V A × cos(ωl t ) − 2 × V C × cos⎛⎜ ωl t +
⎟⎟ ×
3 ⎠⎠
⎝
⎝
2 × I A × cos(ωl t ) +
(16)
π ⎞
π
⎛
× I B × ⎜ sin⎛⎜ ⎞⎟ + sin⎛⎜ 2ωl t + ⎞⎟ ⎟
3
3 ⎠⎠
⎝
⎝
⎠
⎝
(17)
VAN = V × sin(2π/3)
VBN = V × sin(π/3)
各チャンネルの LPF が式の 2ωl 成分を除去するため、ADE7752B
によって測定される有効電力は以下の式から求められます。
3
3
+ V BN × I B ×
2
2
S0
Maximum Frequency for AC Inputs (Hz)
0
0
0
0
1
1
1
1
0
1
1
1
0
0
1
1
0.92
1.84
0.46
1.84
2.09
0.46
0.23
0.23
表 7. CF の最大出力周波数
(18)
±500 mV ピークのフルスケール AC 電圧を電圧チャンネルと電流
チャンネルに印加した場合、予想出力周波数は、次のように計算
されます。
Rev. 0
S1
0
1
0
1
0
1
0
1
パルス出力のキャリブレーション周波数（CF）は、キャリブレー
ションに使用します。CF の出力パルス・レートは、F1 と F2 の
パルス・レートの最大 64 倍まで増大できます。表 7 は、ロジッ
ク入力 S0、S1、SCF の状態に応じて、2 つの周波数の関係がどの
ようになるかを示したものです。パルス・レートが比較的高いた
め、このロジック出力の周波数は瞬時有効電力に比例します。F1
や F2 と同様に、乗算後のローパス・フィルタの出力から周波数
を生成します。ただし、出力周波数が高いため、有効電力情報は
きわめて短い時間で積算されます。そのため、デジタル／周波数
変換で実行される平均化は少なくなります。有効電力信号の平均
化が大幅に減少するため、電力の変動に対する CF 出力の応答性
が大幅に高くなります（図 11 を参照）。
ここで、
P = V AN × I A ×
SCF
周波数出力 CF
したがって、P は以下の式から求められます。
2π ⎞ ⎞
2π
⎛
P = V AN × I A × ⎜ sin⎛⎜ ⎞⎟ + sin⎛⎜ 2ωl t +
⎟⎟ +
3 ⎠⎠
⎝
⎝ ⎝ 3 ⎠
(20)
表 6. F1 および F2 の最大出力周波数
(15)
式を簡略化するために、ΦA = ΦB = ΦC = 0 および VA = VB = VC = V
と仮定すれば、上述の式は以下のようになります。
2π
2π
P = 2 × V × I A × sin⎛⎜ ⎞⎟ × sin⎛⎜ ωl t + ⎞⎟ × cos(ωl t ) +
3 ⎠
⎝ 3 ⎠
⎝
π⎞
2π
⎛
2 × V × I B × sin⎜ ⎟ × sin(ωl t + π ) × cos⎛⎜ ωl t + ⎞⎟
3 ⎠
⎝3⎠
⎝
6.313 × 0.5 × 0.5 × 0.56
3
×
= 0.133 Hz
2 × 2 × 2.42
2
表 6 は、3 チャンネルの全入力を使用する場合の最大出力周波数
の全リストを示しています。
2π ⎞
4π ⎞ ⎞
⎛
⎛
⎛
⎜ 2 × V B × cos⎜ ωl t +
⎟⎟ ×
⎟ − v 2 × V C × cos⎜ ωl t +
3
3 ⎠⎠
⎝
⎝
⎠
⎝
2π ⎞
2 × I B × cos⎛⎜ ωl t +
⎟
3 ⎠
⎝
V BN
(19)
－ 21 －
SCF
S1
S0
f1 to 7 (Hz)
CF Maximum for AC Signals (Hz)
0
1
0
1
0
1
0
1
0
0
0
0
1
1
1
1
0
0
1
1
0
0
1
1
2.24
4.49
1.12
4.49
5.09
1.12
0.56
0.56
16 × F1, F2 = 14.76
8 × F1, F2 = 14.76
32 × F1, F2 = 14.76
16 × F1, F2 = 29.51
160 × F1, F2 = 334
16 × F1, F2 = 7.38
32 × F1, F2 = 7.38
16 × F1, F2 = 3.69
ADE7752B
電力量計アプリケーション向けの周波数選択
表 5 に示すように、ユーザは 7 つの周波数から 1 つを選択できま
す。F1 と F2 の最大周波数は、ここで選択した周波数によって決ま
ります。これらの出力は、電力量レジスタ（電子機械式など）を
駆動するために使用するものです。7 つの異なる周波数を選択でき
るため、これらの選択肢は 100 インパルス数／kWh の計器定数と
10～100 A の最大電流を持つ 3 相／4 線電力供給ライン向けに最
適化されています。表 8 は、220 V（中性相）のライン電圧を持
ついくつかの最大電流（IMAX）に対する出力周波数を示します。
いずれの場合も、計器定数は 100 インパルス数／kWh です。
表 8. 100 インパルス数／kWh における F1 と F2 の周波数
IMAX (A)
F1 and F2 (Hz)
10
25
40
60
80
100
0.18
0.46
0.73
1.10
1.47
1.83
周波数出力
図 2 は、さまざまな周波数出力に対するタイミング図です。F1
と F2 の各出力は低周波数出力で、ステッパ・モータや電子機械
式インパルス・カウンタを直接駆動するために利用できます。F1
および F2 出力は、交互にハイレベルに変化する 2 つのパルスを
発生します。このパルス幅（t1）は 120 ms に設定され、F1 と F2
の立上がりエッジ間の時間（t3）は、F1 の周期（t2）の約 1/2 で
す。ただし、F1 と F2 の周期が 550 ms（1.81 Hz）を下回ると、
F1 と F2 のパルス幅はその周期の 1/2 に設定されます。表 6 は、
F1 と F2 の最大出力周波数を示します。
f1 to 7 周波数により、F1 と F2 の出力周波数でこの範囲を完全にカ
バーできます。電力量計の設計時には、計器定数のキャリブレー
ションを実行できるように、電圧チャンネルの公称設計電圧を
ハーフスケールに設定します。電流チャンネルも同様に、計器に
最大負荷がかかるときにハーフスケールを超えないようにしま
す。この設定により、過電流信号や高いクレスト・ファクタを持
6 つすべてのアナログ入力がハー
つ信号に対応できます。
表 9 は、
フスケールの場合の F1 と F2 の出力周波数を示しています。
高周波数の CF 出力は、通信やキャリブレーションに使用されま
す。CF は有効電力に比例した周波数で、90 ms 幅のアクティブ・
ハイ・パルス（t4）を発生します。表 7 は、CF の出力周波数を示
します。F1 や F2 と同様、CF の周期（t5）が 190 ms を下回ると、
CF のパルス幅はその周期の 1/2 に設定されます。たとえば、CF の
周波数が 20 Hz の場合、CF のパルス幅は 25 ms です。
表 9. ハーフスケールの AC 入力による F1 と F2 の周波数
SCF
S1
S0
f1 to 7 (Hz)
Frequency on F1 and F2
(Half-Scale AC Inputs) (Hz)
0
1
0
1
0
1
0
1
0
0
0
0
1
1
1
1
0
0
1
1
0
0
1
1
2.24
4.49
1.12
4.49
5.09
1.12
0.56
0.56
0.23
0.46
0.12
0.46
0.52
0.12
0.06
0.06
Rev. 0
計器設計に適した f1 to 7 周波数を選択するには、計器定数が 100
インパルス数／kWh で IMAX（最大負荷）の周波数出力を表 9 の
第 5 列の数値と比較してください。表 9 の数値に最も近い周波数
が、最適な周波数（f1 to 7）になります。たとえば、最大電流が 25
A の 3 相／4 線 Y 接続計器を設計する場合、計器定数が 100 イン
パルス数／kWh で F1 と F2 の出力周波数は、25 A および 220 V
時で 0.46 Hz です（表 8 を参照）。表 9 を見ると、第 5 列の 0.46 Hz
に最も近い周波数は 0.46 Hz です。したがって、この設計には
f1 to 7 = 4.49 Hz を選択します。
－ 22 －
ADE7752B
無負荷スレッショールドは、f1 to 7 の各周波数に対してフルスケー
ル出力周波数の 0.0075%として指定されます（表 10 を参照）。た
とえば、計器定数が 100 インパルス数／kWh で、f1 to 7（4.49 Hz）
を使用する計器の場合、F1 または F2 の最小出力周波数は 1.38 ×
10−4 Hz です。これは、CF では 2.21 × 10−3 Hz（16 × F1 Hz）にな
ります。この例では、無負荷スレッショールドは 4.8 W の負荷つ
まり 240 V で 20.7 mA のスタートアップ電流に相当します。
無負荷スレッショールド
ADE7752B には、画期的な無負荷スレッショールド検出回路が内
蔵されています。この回路は、電流入力が 3 つの電圧入力のうち 1
つと乗算されるときに、無負荷スレッショールドよりも大きい電
力を生成できないかどうかを検出します。このスレッショールド
は、フルスケール出力周波数の 0.0075%です。
たとえば、A、B、C の電圧位相がフルスケール入力の 50%に相
当し、それぞれ 120°離れており、また電流位相 A が PF = 0 でフ
ルスケールの 10%に相当する場合、VA × IA は無負荷スレッショー
ルドよりも低くなり、VB × IA と VC × IA は無負荷スレッショールド
を下回らないことをこの検出方式は検出します。したがって、
ADE7752B は VA × IA に対して無負荷スレッショールドを検出しな
いため、この位相は合計電力に寄与することになります。これに
対し、同じ電圧条件下で電流位相 A が PF = 1 のときにフルスケー
ルの 0.0075%である場合、この検出方式は VA × IA が無負荷スレッ
ショールドよりも低くなることを検出し、VB × IA と VC × IA も同様
であるため、VA × IA は無負荷スレッショールドを下回るものとし
て検出され、合計電力に対するその寄与が停止されます。
Rev. 0
表 10. 無負荷スレッショールド時の CF、F1、F2 の最小周波数
－ 23 －
SCF
S1
S0
F1, F2 Minimum (Hz)
CF Minimum (Hz)
0
1
0
1
0
1
0
1
0
0
0
0
1
1
1
1
0
0
1
1
0
0
1
1
6.92E − 05
1.38E − 04
3.46E − 05
1.38E − 04
1.57E − 04
3.46E − 05
1.73E − 05
1.753 − 05
1.11E − 03
1.11E − 03
1.11E − 03
2.21E − 03
2.51E − 02
5.53E − 04
5.53E − 04
2.77E − 04
ADE7752B
外形寸法
15.60 (0.6142)
15.20 (0.5984)
13
24
7.60 (0.2992)
7.40 (0.2913)
10.65 (0.4193)
10.00 (0.3937)
2.65 (0.1043)
2.35 (0.0925)
0.30 (0.0118)
0.10 (0.0039)
COPLANARITY
0.10
1.27 (0.0500)
BSC
0.51 (0.0201)
0.31 (0.0122)
SEATING
PLANE
0.75 (0.0295)
0.25 (0.0098)
45°
8°
0°
0.33 (0.0130)
0.20 (0.0079)
1.27 (0.0500)
0.40 (0.0157)
COMPLIANT TO JEDEC STANDARDS MS-013-AD
CONTROLLING DIMENSIONS ARE IN MILLIMETERS; INCH DIMENSIONS
(IN PARENTHESES) ARE ROUNDED-OFF MILLIMETER EQUIVALENTS FOR
REFERENCE ONLY AND ARE NOT APPROPRIATE FOR USE IN DESIGN.
図 24.
D05905-0-8/07(0)-J
12
060706-A
1
24 ピン標準スモール・アウトライン・パッケージ ［SOIC_W］
ワイド・ボディ
（RW-24）
寸法単位：mm（インチ）
オーダー・ガイド
Model
Temperature Range
Package Description
Package Option
ADE7752BARWZ1
ADE7752BARWZ-RL1
−40°C to +85°C
−40°C to +85°C
24-Lead Standard Small Outline Package [SOIC_W]
24-Lead [SOIC_W], on 13” Reel
RW-24
RW-24
1
Z = RoHS 準拠製品
Rev. 0
－ 24 －
© Copyright 2024 ExpyDoc
