放射電磁雑音低減のための高速ディジタル回路の高周波モデル化と

放射電磁雑音低減のための高速ディジタル回路の
高周波モデル化と EMC実装設計法
和田修己岡山大学工学部
Wada@Cnc Okttama‐
u.acJp
郎 Mlodeling ofHigh‐
Speed Digital Circuits and EWIC Design
for Reduction ofRadiated Electromagneticoise
lゞ
Osarni Wada
Facultt OfEnginccring,Okayama Universi呼
Abstract:
Modcling and silnulatlon of digital printcd circuit boards arc rcquircd to rcallzc
intcractive design of EMC compliant equipmcnt.In this papcL some reccnt results on EMC
dcsign of printed circuit boards arc reported. A multi-layer printcd circuit board is
analyically modclcd as a planar cavitt and thC resonそ
mce characteristics arc simulatcd with
an tt po、ver currcnt modcl of a digital IC. The tt po、
ver current model that has bccn
proposed by thc author's rescarch group is composcd of linear cquivalcnt circuits and
internal currcnt source to silnulatc unintentional tt noisc and radiatcd crnisslon from a
N4tl sirnulation、
vith thc rnodcling is dcmonstratcd.
printcd circuit board.Finally]ヨ
1 . はじめに
る経験的手法と事後の対策が主流であつ
た。これは ,そもそもディジタル回路や
従来 , ディジタル回路の設計は論理回
路設計の延長として行われてきたが , 近
IC/LSIが高周波回路としては設計されて
ロ
の
の
い
いなかったことに起因する。そのため不
年クック周波数高速化に伴 , も
はやその高周波回路としての振舞いを無
要電磁波放射の原因の理解が進まず ,
EMC設計ができる理論的な基盤が構築さ
視することはできなくなった。すなわち,
ディジタル論理としての 0 / 1 のみでなく
れなかった。結果として ,せいぜい基板
信号の伝搬遅延はもとより, 立ち上がり
グランドの強化やデカップリングコンデ
ンサ・EMIフィルタの使用に頼らぎるを
時間や信号波形を考慮せずして設計は成
り立たなくなつている。そのための設計
得なかった。設計の元になる等価回路モ
モデルやシミュレーションに関する技術
デルもほとんど無い状況であつた。
の必要性は増大する一方である。それに
本研究は ,筆者らが近年進めている
べ
の
加え , 考慮すき高調波波長が回路基
EMC設計のためのディジタル回路のモデ
ズ
って
ル化とそれに基づく低雑音実装設計法に
イ
と同
にな
た
サ
め
板
きた
等
,回路
からの不要な電磁雑音 ( E M I : E l c c t r o関す
― るものである。
magncdc lntcrfcrencc)が
増大し,電磁環境
高速ディジタル回路の動作時に発生す
基準としての電磁気的適合性 (EMC:
る不要電磁妨害波 (EMI)を低減するため
Elcctromagnctic CompatibilⅢ)の実現ヤ
まま
には ,その発生機構を理解すると同時に,
EMIの大きさと回路の各部分の設計パラ
すます困難になつてきた。
一方
メータとの関係を定量的に把握する必要
, E M C 実現のための低雑音実装設
がある。これまでにも,ディジタル回路
計法はというと, 従来の事例の集積によ
つた
る。一つは「
信号系配線による EMI」で
一
あり,もうつは「電源系配線による
EMI」である。信号系については ,高速信
ー
号系が原因となるいわゆる「コモンモ
ド放射」がある。他方 ,信号系に高速の
パルス信号を流すためには ,電源供給系
にも高速に変化する電流が流れる。これ
が回路基板全体を高周波的に揺すつて ,
EMIの原因となる。
本質的に ,信号系電流と電源系電流に
特段の区別は無く,上記の電流のすべて
が不要放射を引き起こす可能性が有る。
信号系電流に関しては ,何らかのかたち
でコモンモード電流を発生させたり,理
想的でない信号帰路配線により大きなル
ープを電流が流れて放射を発生する。あ
るいは信号系ジターン電流がグランド面
ー
やグランド配線系のインピダンスに流
れるとグランド電位を変動させて ,そこ
につながつたケーブルなどをアンテナと
して励振することにより放射を発生する。
これをより単純に考えると,Fig.1のよ
うに理解できる。すべての放射は ,駆動
源である IC・LSIが原因であり,駆動源
が無ければいかなる放射も発生しない。
ー
ー
回路動作自体は本質的にはノマルモ
ド (差動モード)であるから,その往復
電流による電磁波は打ち消しあい大きな
放射は発生しないが ,これが何らかのア
からの EMIをシミュレーションにより見
積ろうとする試みが数多くなされている
が ,現状では解析速度や適用可能な範囲,
シミュレーションの精度などの点で ,十
分に実用に足るものは無いといえる。
回路の設計段階で EMC特性を考慮す
と
EMC設計 (EMC design)」
る設計法を「
呼ぶ。
本研究では,ディジタル回路の EMC
設計のうちで特に EMI低減設計に関して ,
ー
電子回路 C畑 )に連動する EMC設計ツ
ルとして ,ディジタル回路およびデバイ
スのモデル化手法の開発について検討し
ている。具体的には ,ディジタル回路基
板上および基板内の高周波電流・電圧お
よび高周波電磁界を高速に解析するシミ
ュレータを開発することを目標としてい
る。本稿では,その研究成果として ,EMI
特性を大きく左右するプリント回路基板
モデル化 ,
(PCB:Printcd Circuit Board)の
EMI励振のそもそもの原因となるディジ
タル IC/LSIのモデル化の方法 ,さらにそ
の IC/LSIモデルとPCBモデルを組み合わ
せた不要電磁波シミュレーション (EMI
シミュレーション)の結果について ,幾
つかの結果を紹介する。
2.EMiシミュレーションの要素
高速のディジタルプリント回路基板が
原因となつて発生する EMIには 2種類あ
Dcvicc
》
)i熱雑盟縄
F鳥
/′ Port へ
D
Port I
a
POwcr/Grounf Piallc as an EMI Alltcnt、
′
Port
O
WC「
P° P lanc
Fig,2i Silnulation lnodcl consisting ofplanar
Fig.1:Thrcc factors for cvaluating radiatcd EMI.
clcctromagnetic circuit and dcvicc modcls.
13
︱
ンテナ構造を高周波的な結合により励振
すると不要な電磁放射が発生する。すな
わち,不要放射の発生機構は,次の 3段
階に分けて考えるべきである.
ー
ー
[1]駆動源 (ノマルモド):
IC・LSIなどと回路
[2]励振 (あるいは結合 )経路
[3]アンテナ構造
最終的な不要放射は上記の 3段階が複
合して決定される。すなわち ,まず駆動
源である IC・LSIなどが ,その動作速度
や回路構成により,特定の周波数帯域で
高周波電流を流す。また ,アンテナとし
て働く構造は ,その寸法や構造あるいは
インピーダンスの周波数特性により,そ
の放射効率は特定の周波数で大きくなる。
さらにこの駆動源とアンテナ構造の間の
結合も周波数に依存するので ,駆動源か
らアンテナヘの励振効率も周波数特性を
持つ。したがって ,最終的な不要放射電
磁波のスペクトルは ,駆動源スペクトル
と,励振効率の周波数特性と,アンテナ
構造の周波数特性の 3者の合成で決定さ
れる.EMIシミュレーションを考える場
合にも,上記の 3段階を個別にモデル化
すればよいことになる。
通常 ,この種の回路・電磁波問題では ,
まとめてたとえば FDTD法などの
[2][3]を
数値的解析法により扱うことが多い。し
Driving Point
︲
︲︲
︱・
島
_′
3.プリント回路基板電源系の電磁界シ
ミュレーション
電源・グランド層を持つ多層プリント
回路基板 (PCB)の電源系は,平行平板共振
器を構成するため ,その共振周波数で不
要電磁波放射を発生する。このモデルの
.本手法では
数値解析法を開発した [1]□
ー
PCB内の電磁界をグリン関数によるモ
ード展開法同円で解析的にインピーダン
ス行列で表現し, さらに 2重級数展開を
解析的に 1重級数に簡略化することによ
り高速化を図つている。集中定数デバイ
スモデルとFig.2のように電気回路的に接
続する事で解析効率を上げている。本手
法は多層基板を多ポート平面回路として
表し,必要なところにだけポートを仮定
して解析する。したがつて本質的に領域
分割は不要であり,基板全体を通常の
FDTD法あるいは集中定数等価回路網で
展開する手法円と比較して ,精度の向上 ,
Decoupling
(SMA connectoD
// __
戸
かしこれらの手法はミクロな構成方程式
から直接結果を得る方法であり,その結
果から[2]の結合機構を抽出して設計改善
を行なうことは難しい。本研究では結合
機構を物理的にモデル化することで ,低
EMI実装設計法を原理的に明確化すると
ともに ,解析効率自体を大幅に改善する
ことを目指している。
Capaclors
/′
F
"BB
/
/
レ
――――Calculatcd
一
ヽ4eaSured
Dielectric Thickness
力= 1 0 m m
0
312mm
500
1000
Frequency(MHZ)
4:Rcncction cocfrlcicnt、
Fig。
vith
8 dccoupling capacitors.
Fig 3i Four-laycr PCB undcr tcst.
14
因となる。E M I を抑えるためには, I C / L S I
の電流雑音 ( 高周波電流) の把握と制御
1
が重要である。
1 C / L S I が回路に流す電流には , 電源ピ
ンに流れ込む電流と入出力の信号系電流
がある。信号系電流に関しては , これま
でにも回路設計の観点から S P I C E モデル
や I B I S モデルなど, シミュレーションの
ためのモデルが開発されている。しかし,
電源系電流に関しては回路動作とは直接
関係がないため適当なモデルが存在しな
かった。
近年 , 電源系の電流が大きな E M I の駆
動源になることが明らかになり, E M I 低
減設計の必要から, I C / L S I とその周辺の
電源系回路の電流シミュレーションが要
求されるようになつた。そのための電源
系のモデルがいくつか提案されている
「
朝1 1 明
。しかし解析時間・精度・汎用性な
ど全ての条件を満たす万能モデルは未だ
存在しない。そこで筆者らは E M C シミュ
レーションに特化して解析時間と精度の
向上を図る I C / L S I の電源系マクロモデル
α
. L S I の電源
の開発を行なつている[ 1 1[1l‐
ピンに流れこむ電流五c は , F i g . 5 のように
入出カバッファ回路に流れ込む電流五Ю
と, コア回路に流れ込む電流ぇ。
r c に分け
一
ることができる。出カバッファは般に
大きな電流駆動力を持つので , 規模の小
さい L S I やバスバッファタイプの I C では ,
バッファ回路に流れ込む電流 ( 充放電電
流 ) が支配的になる。また逆に集積度が大
きく1 / O の動作速度が比較的低い L S I では ,
コア回路を流れる電流 ( コア電流 ) が支配
的になる。
計算の高速化が実現できた。
円.解析対象は F七.3
次に解析例を示す 1句
電源・
信
に示す 4層基板 (信号・グランド・
号)で ,表面層にバイパスコンデンサを
実装するためのランドと基板励振および
共振観測用のコネクタを設けている。本
解析では ,多端子対回路としてモデル化
することによつて ,バイパスコンデンサ
などの単純な素子だけでなく IC/LSIな
どの大規模な素子や多数の部品が実装さ
れた場合の共振の予測も可能となる。バ
イパスコンデンサを 8個実装した場合の
共振特性の解析値を実測結果と合わせて
Fig 4に示す。バイパスコンデンサによる
共振周波数のずれや共振の oも精度良く
再現できている事が分かる。
4 EMIシミュレーションのための iC/LSi
のモデル化
ディジタル回路基板からの電磁妨害波
(EMI)の根源は ,高速スイッチングする
IC/LSIの高周波電流である。たとえば ,
これらの素子の高速スイッチングによつ
て生じた高周波電流は ,多層基板の電源
グランド層間の平行平板共振を励振し,
基板そのものをアンテナとする放射の原
↓ち
C(LS)
l IC・
LSIの EMI駆動源としての特性評価に
「半導体
ついて現在、 IECの SC47用 WG9で
EMC測
定方法、 IEC 61967:Integrated Circuits,
lisslons,150
Fig.5:Powcr currcnt ttor corc circuit and Measurement of Electromagnetic E■
1/O circuit of LSI.
kHzto l GHz」として国際的な標準測定法の
ー
規格化が進められている。筆者はメンバ .
15
筆者らはコア電流による電源系の EMI
励振および電源系デカップリングによる
放射低減を定量的に評価するために ,
Fig 6に示すような等価内部インピーダン
スと内部電流源によるモデルを新たに提
。またそのモデルパラメータ
案した [11][1例
の同定法について検討し, さらにこれを
用いた PCBの回路シミュレーションなら
びに EMIシミュレーションを行なった
[1朝
[ 1句
。このモデルの等価内部インピーダ
ンスは集中定数素子 (LCR)で表され ,
線形の回路解析が可能である。
CMoslcを考えると,半導体内の機能
ブロックは Fig.6(a)の
ようなスイッチング
を表す電流源と MOSトランジスタの ON
抵抗とドレインソース間容量からなる
RC直列回路と考えることが出来る。した
がって,パッケージされた ICのモデルは
モデルとなる。さらに規模の大
Fig.6(b)の
きな LSIは , この機能ブロックが多数集
ように表現
まったものとして,Fig.6(c)の
できる。
等価内部インピーダンスは,ICの電源
グランド間をインピーダンスアナライザ
で測定する事により決定できる.Fig.7 は
10KゲートFPGAのインピーダンス測定
結果とモデルによる再構成結果である.
また,内部電流源もやはり,測定により
求まる.このマクロモデルを用いて,I C
外部の電源供給系のインピーダンスを変
シミ
化させたときの電源高周波電流 /1/の
い
ュレーション結果を Fig.8に
示す。広イ
電源端子
電源端子
/DD
Fbloc【
ck
孔〕
。
るs
CЫock
(づintCrnai modcl
(c)LSI modcl
(b)Smalllc modcl
Fig.6:Lincar cquivalcnt circuit and currcnt sourcc(LECCS)mOdel.
＞
くュロ増］ヽ
︻
［
ＣモＮ
1
10
100
1000
10
Frequencs/[MHZ〕
50
100
500
1000
Frequency[MMZ]
Fig.7:Equivalent intcrnal impcdancc
of10K gatc FPGA,
Fig.8:Sirnulatcd powcr currcnt spcctra
ver―
supply impcdancet
for scvcral po、
16
ンピーダンス範囲にわたつて,良い精度
で電流スペクトルが求まつている。
の電源供給接続に直列にインダクタを挿
入してデバイスと基板上の給電系をデカ
ップリングすれば,基板に流れ込む高周
波電流は小さくなりEMIも小さくなる.
あるいは,デバイスに並列に入るバイパ
スコンデンサのインダクタンスを小さく
して,高周波電流をデバイス近傍に閉じ
込めれば,やはり基板上の高周波電流は
電源デカップリ
小さくなる。これらの「
ング」手法は EMI低減に有効である。実
際に,このデカップリング・インダクタ
やバイパスコンデンサ (キャパシタ)は ,
基板上 ,パッケージ上 ,およびチップ上
などに配置される。このときのデカップ
リング効果を解析するためには,これら
のデカップリング素子のインピーダンス
5 . E M l シミュレーション
3 節で述べた基板の平行平板共振器モ
デルと, 4 節で述べた IC/LSIの電源系電
流のマクロモデルを組み合わせると,プ
リント回路基板の放射性 EMIシミュレー
ションを行なうことができる。
3 節での解析は,部品が搭載された基板
がどのような周波数で共振するかを解析
するものである。その際には,励振源と
しては一定レベルの電流源を仮定してい
る。一方 , 実際の基板においては,実装
された能動デバイスが基板に電流を流す .
この電流の大きさは,基板と駆動側デバ
イスのインピーダンスの関係で決まる。
示すように, 基板から
たとえば F i g . 9 に
V
Lph十市rC
Equivalcnt lntcmal
lmpedancc名
抑血
ｒ郎
ｅ
ｍ
∞Ｉ
ニ
民2
二it
Fig.9 Po、vcr dccoupling schcme.
Fig 10.Equivalcnt(LECCS)mOdCl for
powcr dccoupling and EWII simulation
FB ce占 tC BCads)
Fig。12.Equivalent circuit ofthe module.
Fig ll.Intemal decoupling in packagc.
17
と基板の入カインピーダンスに加えて ,
能動デバイス (Ic/LSI)の内部インピー
ダンス及び内部電圧 (あるいは電流 )源
のモデルを知ればよいことになる。
筆者等は ,このデバイスのモデルとし
て ,Fig。
10に示すような線形の等価回路
モデルを提案し,その EMI解析に対す
ここでは
る有効性を示してきた [11] [lq。
バ
デイス自体の低 EMI設計としての電
源デカップリング解析と,その結果とし
ての EMIレベル予測について述べる
[14][15].
用いたデバイスは , パッケージ上での
Batett modulc
:十
-1
Fig 13.Evaluation board;帥 o-laycr FR4)
、
vith rcctangular po、
vcr and ground plancs
(01)(11)
４３
口′主口巳噴
電源デカップリング効果を模擬するた
めに作成した , F i g . 1 1 に示すモジュール
である . 2 0 M H z の水晶発振子とC M O S ―I c
( 7 4 L V C 0 4 ) を2 5 m m 角の 4 層基板上に実装
した。その等価回路を F i g . 1 2 に示す。
このモジュールを F i g . 1 3 に示す基板上
に実装し, バッテリー駆動して , 3 m 法
電波半無響室内で E M l を評価した。まず ,
内部でデカップリングを行なわない場合
には F i g , 1 4 のようにモデルによるシミュ
レーション結果は実測とよく一致する。
さらに , ( a ) モジュール内部にバイパスキ
ャパシタ ( 1 0 0 0 p F ) 単体 , および ( b ) 同じ
キャパシタにデカップリング用のインダ
クタ( 3 0 n H ) を追力日した場合を F 屯 1 5 に示
す。( a ) の場合 , および ( b ) でインダクタを
電源側に実装した場合については , シミ
ュレーションによリデカップリング効果
の評価が出来ている。ただ , ( b ) でモジュ
ールのグランド接続側にインダクタを実
装した場合については, 実測の E M I 低減
効果は小さくなつている . 現在のモデル
ではインダクタの位置を変えても直列イ
ンピーダンスは変わらないはずであるの
で , この結果は高周波域において現モデ
ルでは表現できていない寄生容量などが
存在し, この定量化が高周波域での E M I
評価のために重要であることを示唆して
Collncctor
〕For品
1
30
1oo
200
300
400
500
600
Frequency図 lHZl
Fig。
14.Silnulatcd and FnCaSured
far―
fleld
、
vith no intemal decoupling.
いる。この寄生容量値は数 pFと見積もる
ことが出来る。デバイスが大型化し実装
密度も上がってくると,この程度の寄生
容量値の発生は不可避である。すなわち,
今後のデバイスおよび回路のさらなる高
速化を視野に入れると,これら寄生効果
も考慮に入れたデカップリング手法とそ
の評価法の必要性が見えてくる。従来の ,
半導体チップ ,パッケージ ,PCBと物理
構造で切り分けた設計・評価法ではこの
問題に対応することは難しく,この 3者
相互間の電磁的結合も考慮に入れたモデ
ル化。設計手法を導入する必要がある。
物理的な構成に着目してモデル化した。
さらにこの両モデルを組み合わせて ,LSI
給電系電流に起因する EMIの定量的解析
一
を試み,実測と良い致を得た。さらに
ー
高周波領域においては ,パッケジ等の
寄生インピーダンスによる影響が無視で
きないことを示し,今後の研究方針を示
した。
本研究により,従来は困難であつたデ
ィジタル回路設計時における EM虹特性の
ー
考慮と設計へのフィドバックが ,少な
くとも電源系に関しては可能となる目処
がついた。今後その範囲を拡大するとと
もに,さらに高周波域でも有効な新たな
実装設計手法について検討してゆく予定
である。
―
ヽlcasurcd
――毎はCaCulated(乙
h=ln的
…… ヽ
Calcultted(と
h2nHl
０
０
２
５ユ
争
裂∞
帥鴫
(11)(1°
30 100
200
300
400
500
600
Fttquttcy N阿
(のCin=1000 pF.
一一一や絶astued(151111t15刺
り●
……i―Calculabd lLふ
=1対的 △
ヽ
ヽ
……Cttculabd lLh=2対
的
LⅥメ
＞ュ臼巳噴
中
謝辞
本研究は,(財 )高柳記念電子科学技術
振興術財団の平成 11年度研究助成をうけ
た。ここに記して感謝する。また ,本研
未来開拓学術研究
究は日本学術振興会「
ロ
ェクト「
ジ
ディジタ
推進事業」研究プ
一
ル回路からの不要電磁波の低減」の環
として行なわれた。同プロジェクトのプ
ロジェクトリーダー岡山大学・古賀隆治
教授および関係諸氏に感謝する。
の
塩甲ド
上相i
Frequency脚
(b)Ch=1000p■
□H2]
ttDI=30nH(33nH)
参考文献 i
[1]Z.L.Wang,0.Wada,Y.Toyota,and R.
form expression
Koga,``An improved closed一
flcld EWII with an intcrllal
Fig.15,Far―
dccoupling capacitor and
intcrnal dccoupling inductor.
for
accurate
and
rapid
calculation
of
power/ground plane impedance in multilayer
P C B s , " 電学電磁界理論研資, E M T 0 0 - 6 8 ,
6.むすび
高速ディジタル回路が発生する不要放
射電磁雑音 ( E M I ) を低減するための E M C
実装設計法として , プリント回路基板と
ディジタル I C / L S I のモデル化を行なつた.
特に , ディジタル回路基板の電源給電系
の共振と, これを励振する L S I 給電系を
Oct.(2000).
[2]Z.L.Wang,0.Wada,Y.Toyota,and R.
Koga,“Reducing Q一 faCtOrs of resonances in
power/ground planes of multilayer PCBs by
using resistive metallic layers,''Trans. IEE
′
01. 121-F、
, No.10, pp.928-932, Oct.
」apan,ヽ
(2001).
19
′
ada, Y.Takahata, Y.Toyota, R.Koga,
[13]O`ヽ
T.Lei,R.W.Techentin,P.R.Httees,
[3]G.―
D.」.SchWab, B. K,Gllbert, ``Vv′
ave Wlodel
vllyashita, Y.Fukumoto, ″
Tt〕
Power Current
Solution to Ground/Power Plane Nolse
Mlodel of Digital IC with lnternal lmpedance
Problem," IEEE Trans.Instrum.卜
for Power Decoupling Simulation,〃
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Characterization
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Power/Ground一
Piane
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