2015年3月2日 パワー･バイポーラ･トランジスタの特性 群馬大学 松田順一 1 概要 • 電流輸送 – – – – – – – • エミッタ注入効率 ベースへの高レベル注入を含むエミッタ注入効率 ベース輸送ファクター コレクタバイアス効果 電圧飽和領域 高電流密度におけるベース拡張 エミッタ電流集中 スタティックブロッキング特性 – オープン･エミッタ・ブレークダウン特性 – ショート・エミッタ－ベース・ブレークダウン特性 – オープン･ベース･ブレークダウン特性 • ダイナミックスイッチング特性 – ターン･オン/オフ過渡特性 • セカンドブレークダウン特性 – 順/逆バイアス・セカンド･ブレークダウン • • ダーリントン･パワー･ トランジスタ トレンド After B. Jayant Baliga （注）群馬大学アナログ集積回路研究会 第74回講演会（2007年11月30日）資料から作成 2 パワー・バイポーラ・トランジスタ －小信号トランジスタとの違い－ • 高耐圧 – コレクタ領域：高抵抗かつ厚いドリフト層 – ベース領域：リーチスルー回避（厚いベース） ⇒ 低電流利得 • 高レベル注入 – ベース/コレクタ領域 ⇒ 低電流利得 ⇒ 高価な制御回路：多くの個別ｺﾝﾎﾟｰﾈﾝﾄを使用 – 対策 ⇒ ダーリントン・パワー・トランジスタの使用 ⇒ IGBTの使用（高電圧領域） パワー･バイポーラ･トランジスタの動作理解 ⇒ IGBTの動作理解 3 バイポーラトランジスタ動作 • エミッタ接地 IB C IC IB C IC E IE B B NPN β：エミッタ接地電流利得 E IE PNP • ベース接地 α：ベース接地電流利得 IE IC IE IC E C E C NPN B IB IC IB I E 1 I B PNP B IB IC IE 1 1 I E I B IC 4 電流輸送 － NPNバイポーラトランジスタ－ I nE IE E N I nC P N I C I C I nE I nC I C I E I E I nE I nC C E T C B IB I nE E ：エミッタ注入効率 ﾊﾟﾜｰ・ﾊﾞｲﾎﾟｰﾗ･ﾄﾗﾝｼﾞｽﾀの電流利得 I E ⇒ γEとαTを考慮 I nC : ベース輸送ファクター ∵ ① ベース領域厚み大 T I nE （リーチスルー回避のため） I ② ベース領域への高レベル注入 C C ：コレクター効率 I nC 5 少数キャリア分布 －NPNトランジスタ－ B E N P nB (0) N 空乏層領域 J n (0) pE (0) J P (0) n0 B p0 E WE WB C dp J P (0) qD pE dx x 0 dn J n (0) qDnB dx x 0 n0C 6 ベースからエミッタへの正孔電流 • 境界条件 qVBE pE (0) p0 E exp kT • エミッタ内（中性領域）の正孔に関する連続の式 d2p p 2 2 0, （L pE : エミッタ領域の正孔拡散長） dx L pE p pE (0) exp x L pE , （WE ≫ L pE） • ベースからエミッタへの正孔電流（ベース電流） qD pE dp qVBE J P (0) qD pE J P (0) p0 E exp L pE dx x 0 kT Jp(0)=JB ⇒ IB 7 エミッタからベースへの電子電流 • 境界条件 qVBE nB (0) n0 B exp , n x WB 0 kT • ベース内（中性領域）の電子に関する連続の式 d 2n n 2 2 0, （LnB : ベース領域の電子拡散長） dx LnB n nB (0)1 x WB , （WB ≪ LnB） • エミッタからベースへの電子電流（コレクタ電流） qD dn qV J n (0) qDnB J n (0) nB n0 B exp BE WB dx x 0 kT 仮定：ベース領域での再結合なし ⇒ Jn(0)=JC ⇒ IC 8 エミッタ接地電流利得 2 n0 B N AB nieB 2 p0 E N DE nieE I C J n (0) DnBn0 B L pE I B J p (0) D pE p0 EWB DnB L pE N DE D W pE B N AB 2 nieB 2 nieE エミッタ領域の最適な ドーピング密度 ≒1×1019cm-3 高電流利得確保 ⇒ NAB 低減 かつ NDE 増加 ・NAB （ベースドーピング密度） を低減した場合の問題点 ①ベース領域のリーチスルーブレークダウン電圧の低下 ②ベース領域の空乏化による出力コンダクタンスの悪化 （②の対策：ベース幅を増大⇒電流利得の低下） ③ベース領域への高レベル注入⇒電流利得の低下（Rittner 効果) ④ベースシート抵抗増大⇒エミッタ下の電流分布悪化 ・NDE (エミッタドーピング密度） を増加した場合の問題点 ①Auger再結合によるLｐEの低下 ②バンドギャップの狭帯化によるnieEの増大 9 NPNトランジスタのエミッタ-ベース接合 －ベース領域への高レベル注入－ 電荷中性領域 E 空乏層 N 電荷中性領域 P B p ( xP ) n0 E p0 B n( x p ) p( xN ) n0 B p0 E x N xP 高レベル注入：注入された少数キャリア密度 n(xp) ＞ ドーピング密度 p0B（=NAB） 10 ベースからエミッタへの正孔注入 －ベース領域への高レベル注入－ • 電子と正孔の関係（pn接合の境界条件） p( xN )n0 E p( xP )n( xP ), n( xN ) n0（低～高レベル注入） E • 境界条件 n( xP ) n0 B exp qVBE kT • 電荷中性条件（ベース領域） p( xP ) p0 B n0 B n( xP ) p0 B n( xP ) p0 B n0 B niB2 p0 E n0 E niE2 • エミッタ領域への正孔注入 2 p( xN ) p0 E niB niE 1 n( xP ) p0 B exp qVBE kT ベース領域への高レベル電子注入によるエミッタ領域への正孔注入の増大 ⇒ エミッタ注入効率の低下 11 ベース電流とコレクタ電流 －ベース領域への高レベル注入－ • ベース領域への電子電流（コレクタ電流） AqDnB dn I C AqDnB n( xP ), ( ) （WB ≪ Lp） WB dx x 0 AqDnB qVBE IC n0 B exp ベース領域の再結合無視 WB kT • エミッタ領域への正孔電流（ベース電流） AqD pE dp I B AqD pE p( xN ) L pE dx x 0 2 AqD pE niB J CWB qVBE 1 IB p0 E exp L pE kT niE qDnB p0 B 12 エミッタ接地電流利得 • エミッタ接地電流利得（高レベル注入） I C DnBn0 B L pE 1 I B D pE p0 EWB 1 J CWB qDnB p0 B ベース領域への高レベル注入による追加項 JC増大⇒β低下 Rittner 効果 ベース領域への少数キャリア（電子）の高レベル注入 ⇒ ベース領域内の多数キャリア（正孔）密度上昇（理由：電荷中性） ⇒ エミッタ領域内の少数キャリア（正孔）密度上昇 ⇒ 注入効率の低減（電流利得低減） 13 電流利得の変化 Log （エミッタ接地電流利得β） －ベース領域への高レベル注入－ 0 傾き：－１ 0 1 JC J R qDnB p0 B JR WB Rittner 電流密度 JR Log（コレクタ電流密度JC） WB：小 ⇒ JR：大（リーチスルーが起こらない条件が必要） p0B：大 ⇒ JR：大（低レベル注入時の電流利得の低下） 14 ベース輸送ファクター • ベース領域内の再結合を無視 I nC n x x WB T 1, T , n x x WB n x x 0 n x x0 I nE • ベース領域内の再結合を考慮 2 1 1 WB , T 1 coshWB LnB 2 LnB LnB ≫WB 2 L2nB 2 1 WB ベース幅WB：小、少数キャリア拡散長Ln：大 ⇒ β：大（高電流） 15 ベース輸送ファクター導出 －ベース領域内の再結合を考慮－ • 連続の式（定常状態） • 境界条件 n x 0 nB (0) n0 B e qVBE n x W 0 kT 電子密度 エミッタ d 2 n dn 2 0 2 dx LnB ベース コレクタ nB (0) B • 電子密度とベース輸送ファクター n0 B 0 WB x sinhWB x LnB 1 qVBE n( x) n0 B exp T sinh WB LnB coshWB LnB kT 16 出力電圧電流特性 I CE IB VE ：Early 電圧 0 VCE VCE 増大 ⇒ コレクタ－ベース間空乏層広がりによるベース幅の狭まり ⇒ ICE の増大 17 コレクタ電流とEarly電圧 －コレクタバイアス効果考慮－ • ベース領域内の空乏層幅 2 s N D VCB WD qN AB N AB N D • コレクタ電流 B 空乏層端 V1 E N P N WB nB (0) C 空乏層端V2 V2 n nB (0) J C qDn WB WD W W s VCB nB (0) J C qDn 1 WB qN ABWB2 1 N AB N D qN ABWB2 N AB 1 , at J C 0 VE s N D V1 V1 < V2 0B B2 B1 良好な出力特性 ↓ VE大：NAB大、WB大 ↓ 電流利得低下 18 電圧飽和領域の電流 nB (0) 順方向能動領域 ・ｴﾐｯﾀ－ﾍﾞｰｽ：順方向 ・ｺﾚｸﾀ－ﾍﾞｰｽ：逆方向 nB (0) nB (WB ) J C qDn WB n0 B ＋ 逆方向能動領域 ・ｴﾐｯﾀ－ﾍﾞｰｽ：逆方向 ・ｺﾚｸﾀ－ﾍﾞｰｽ：順方向 nB (WB ) n0 B nB (0) 電子の流れ 電圧飽和領域 ・ｴﾐｯﾀ－ﾍﾞｰｽ：順方向 ・ｺﾚｸﾀ－ﾍﾞｰｽ：順方向 JC（飽和領域） nB (WB ) n0 B ベース領域 端子電流 ∝ ベース領域内への注入少数キャリア密度 （線型）⇒ 重ね合わせ可能 19 ドリフト層の抵抗低下 －飽和領域と準飽和領域－ 高レベル少数キャリア注入 N N P N （飽和領域動作） ドーピング密度 エミッタ拡散 RD , S ドリフト層 WD ベース拡散 WD DWD q n N D エピタキシャル層 厚み：耐圧に依存 基板 ベース領域からの高レベル少数キャリア注入 ⇒ N－層の抵抗低下（伝導度変調） 20 出力特性 －飽和領域と準飽和領域－ 飽和領域 準飽和領域 （ベース－コレクタ間：順方向） 能動領域 （ベース－コレクタ間：逆方向） I CE ドリフト領域の抵抗 IB VCE 飽和領域： ドリフト領域の全体で伝導度変調有り 準飽和領域：ドリフト領域の一部で伝導度変調有り 21 ドリフト領域内の少数キャリア分布 －飽和状態と準飽和状態－ JB B JE E JC ドリフト領域（電荷中性） J pE N ドリフト領域内の正孔電流 ≒ 0 （ドリフト成分 ≒ 拡散成分） J pC J pB P pS (0) 少数キャリア密度 （正孔） pQS (0) n p ND N N C - 飽和状態 準飽和状態 ND p0 C WD JC x 2qDn p(0) p( x) p(0) , WM 2qDn JC WM ni2 p(WM ) ND 22 コレクタドリフト領域解析１ －飽和領域と準飽和領域－ • コレクタドリフト領域の電圧降下 VDrift VM VU kT p(0) VM ln （伝導度変調有り領域） q ND J C WD WM VU （伝導度変調無し領域） q n N D • 準飽和開始時の電流（WM=WD） J QS 2qDn p(0) WD 23 コレクタドリフト領域解析２ －飽和領域と準飽和領域－ • コレクタドリフト領域の蓄積電荷（高レベル注入時） QsD qp(0)WM 2 ⇒ ターンオフ時に除去される電荷 • コレクタドリフト領域へ流れるベース電流成分 J pC qp(0)WM 2 HL ⇒ 再結合電流（コレクタドリフト領域内） ↓ 飽和 / 準飽和領域での電流利得の低減 オン状態（飽和 / 準飽和領域）：低Ron（ドリフト領域伝導度変調） ターンオフ時（高周波）：電力損失大（蓄積電荷除去） 24 コレクタドリフト領域内の電界分布１ －高電流密度による電界分布の変化－ 順方向能動領域 B E N n P 電子注入 0 ドリフト領域内電界 電界 E ( x) J q E (0) N D C s qvS x N N WN b a c C ドリフト領域 へ電子注入 JC n qvS d e コレクタ電流密度Jc： 小 a ⇒ b ⇒ c ⇒ d ⇒ e 大 c の場合 ⇒ e の場合 ⇒ J C 0 qvS N D , （n N D） 2 s vSVCB J K qvS N D WN2 VS：キャリアの飽和速度 ベース－コレクタ接合での電界＝0 （Kirk電流密度） 25 Kirk効果イメージ図 B E －順方向能動領域－ 空乏層 N B N P N N C E N P E N N P N E N C E N P C (e) n≫ N D N N P N N B (b) n N D B C (d) n N D (a) n≪ N D B N C ドリフト層内への電子注入 ⇒ ドリフト層（空乏層内）の実効電荷の変化 （＋⇒－） 電子 ｱｸｾﾌﾟﾀ電荷 (c) n N D ﾄﾞﾅｰ電荷 26 Kirk電流密度のｺﾚｸﾀ-ﾍﾞｰｽ間電圧依存性 WN 25μm Kirk 電流密度 JK （A/cm2 ） 1.E+05 低 ﾌﾞﾚｰｸﾀﾞｳﾝ ・ﾊﾞｲﾎﾟｰﾗ・ ﾄﾗﾝｼﾞｽﾀ 1.E+04 ND=1e14 ND=1e15 ND=1e16 1.E+03 (cm 3 ) 高 ﾌﾞﾚｰｸﾀﾞｳﾝ ･ﾊﾞｲﾎﾟｰﾗ ･ﾄﾗﾝｼﾞｽﾀ 1.E+02 1.E+00 1.E+01 コレクタ－ベース間電圧 Vcb (V) 1.E+02 ドリフト領域のドーピング密度（ND） が低い場合に Vcb 依存性あり 27 コレクタドリフト領域内の電界分布２ －高電流密度による電流誘起ベース領域の形成－ 順方向能動領域 N 電子注入 P 電流誘起 ベース領域 E Em 電界 WBeff WB N N－ WCIB WJ WN WCIBの形成 ⇒ 電流利得の低下（高電流密度領域） 28 電流誘起ベース領域の解析 • 実効ベース領域の拡大 JC 2 s vsVCB E ( x) x WJ JC s vs 2 s vsVCB 2 s vsVCB WCIB WN , WBeff ( J C ) WB WN JC JC • JC増大に伴うエミッタ接地電流利得の低下 WN 2 s vsVCB J C 2 L2nB 2 J 0 1 2 WBeff W B J 0 2L2nB WB2：低レベル注入時の電流利得 WCIB ＜ WB 29 電流誘起ベース領域の形成 －電流密度及びコレクタ-ベース電圧の影響－ ドリフト領域 ドリフト領域 J C 2 J C1 VC 2 VC1 電界 電界 JC2 VC 2 J C1 WCIB1 WCIB 2 電流密度の影響 VC1 WD WCIB 2 WCIB1 WD コレクタ－ベース電圧の影響 30 Log（エミッタ接地電流利得 β） コレクタ電流の増大に伴うβの低下 Rittner効果の始まり （ベース領域への高レベル注入） Kirk効果の始まり （コレクタ領域への高レベル注入） Log（コレクタ電流密度 JC） 31 エミッタ電流の集中 IB IE B E N B P A IB エミッタ電極 RB N ベース電極 N C エミッタ－ベース間順方向バイアス： A点＜B点 （理由：IBRB電圧降下） ⇒ エミッタ電流： A点＜B点 （N+ 拡散層に沿ってエミッタ電流不均一） 32 エミッタ電流集中の解析 －エミッタ幅に沿った規格化された電流分布－ J E (x) E B N x J E ( x) J E (0)e x x0 WE：エミッタ幅の半分 J HL：高レベル注入開始 時のエミッタ電流 5.0 0.8 22.0.0 0.6 1.0 0.4 0.5 0.2 0.1 x0 WE エミッタ電流 ⇒ エミッタ周辺に集中 N (C) 1.0 JE (x)/ JE (0) 2kTWB B 0 x0 qJ HL 1 P dx 0.2 0.0 0 0.2 0.4 0.6 x /W E 0.8 1 33 スタティックブロッキング特性 －パワー･バイポーラ･トランジスタ－ I CE I B3 ベースとエミッタ短絡 I B2 負性抵抗 I B1 オープンベース BVCEO BVCBO VCE 34 オープン･エミッタ･ブレークダウン電圧 －BVCBO－ • BVCBOを増大 – コレクタドリフト領域の層を厚く、ドーピングを低減 （必要とするアバランシェブレークダウン電圧 からドリフト領域の厚みとドーピングを決定） ⇒ ドリフト層の抵抗増大 ⇒ 準飽和領域の拡大 （オン状態のパワーロス増大） ⇒ ターンオフの蓄積時間の増大 35 パワー･バイポーラ･トランジスタ動作 エミッタとベース短絡－ B E N キャリア注入 P RB N N C BVCBO電圧印加（アバランシェ発生） ⇒ ベース電流増大 ⇒ RBによる電圧降下 ⇒ ベース-エミッタ間順方向バイアス（エミッタ中央） ⇒ エミッタからベースへ電子注入 ⇒ 電子注入によりコレクタ電流増大（正帰還） ⇒ 負性抵抗特性 36 オープン･ベース･ブレークダウン特性 －BVCEO－ • リーク電流の増幅（ベース-コレクタ間） IL , E T M 1 IC 1 1 1 M I E I C I E I L I E IC E T • BVCEO導出 M BVCEO BVCEO IL：リーク電流（発生電流と拡散電流） M：アバランシェ増倍ファクター α0：低コレクタバイアスにおける ベース接地電流利得（at M=1） 0 1 1 1 BVCEO BVCBO 0 BVCBO 0 1 , 0 1n 1 0 1 0 0 n β0=100の場合 BVCEO≒1/3･BVCBO BVCEO以下の電圧で動作させる必要あり 37 電流・電圧の軌跡 －スイッチング特性：ターンオン時－ I CE I B2 I CE F E D C I B1 B VCC IB VCE A 抵抗負荷線 VBE IE O VCE VCE1 VCE3 VCE 2 VCC IB1： O ⇒ A ⇒ B ⇒ C⇒ D（準飽和状態） IB２： O ⇒ A⇒ B ⇒ C ⇒ D ⇒ E ⇒ F（飽和状態） 38 VCEの時間変化 －スイッチング特性：ターンオン時－ VCE O：ターンオフ状態 A：高電界コレクタドリフト領域をキャリアが通過 B：準飽和領域に入る ⇒ 伝導度変調（抵抗低下） D：抵抗負荷線が準飽和領域で交差 F：抵抗負荷線が飽和領域で交差 VCC VCE3 VCE 2 VCE1 t0 t1 t2 t3 t4 OAB C D E F 0 t 39 コレクタドリフト領域内のキャリア分布 －スイッチング特性：ターンオン時－ N N N P I B2 少数キャリア 密度 I B1 t3 t1 0 t4 IB1⇒ t1, t2 ：準飽和状態 IB2⇒ t3 ：準飽和状態 t4 ：飽和状態 t2 WD WM JpC:コレクタドリフト領域内の 再結合供給用ベース電流 （定常状態） Dn D J pC 1 e t D WM 2 JC 12 D J n D pC JC t D 1 e VCE WD 2 q n N D J C 12 伝導度変調の無い領域 で電圧降下発生 VCE 40 ベースとコレクタ電流波形 －スイッチング特性：ターンオフ時－ E → Bへの電流 IC変化（VCE上昇）→IBRによる電荷引抜 I BF IC 伝導度変調有り 伝導度変調無し領域の形成 t I BR 空乏層形成 ↓ VCE 上昇 ↓ テイル電流 （再結合電流） IC t0 t1 ts 蓄積時間 t 2 t3 t4 tf フォール時間 t I BR VCE VBE IE IBR ： 早いターンオフ t 0 ：順→逆ベース電流 （B-E間とB-C間：順方向） 41 キャリア分布 －スイッチング特性：ターンオフ時－ IB B IC IE E N+ 少数キャリア 密度 N－ P N+ C IBF による （B → Eへの電流） t0 t1 t2 p(t2 ) IBR による （E → Bへの電流） 蓄積状態 （t2 - t0） t3 0 WM WD 伝導度変調無し領域（at t3） ⇒ VCE 増大、IC 減少 42 蓄積時間の見積 • 蓄積電荷（逆ベースドライブ電流印加前） – ドリフト領域に電荷を蓄積すると仮定 QS (t0 ) J PC D （ドリフト厚≫ ベース厚） JPC：ドリフト領域での再結合に供給されるベース電流 τD：ドリフト領域内のライフタイム • 蓄積時間の終わりにおける蓄積電荷 1 1 J CWD2 QS (t2 ) p(t2 )WD 2 4 qDn 2qDn p(t 2 ) JC WD • 蓄積時間内の電荷と蓄積時間 1 J CWD2 QS (t0 ) QS (t2 ) J PC D J BR t S 4 qDn J PC D 1 J C W t S J BR 4 J BR qDn 2 D ｔS ：高レベル注入時の再結合 ライフタイムと同じオーダ t S 10μs 43 ターンオフ / オン時の電流電圧軌跡 I CE IC 寄生インダクタンスによる オーバーシュート電圧 IC di LS dt VCC ターンオフ I CE ダイオードによる リバースリカバリー電流 VCE VCC VCE ターンオン IC-VCC 領域をSOA (Safe Operating Area) 内に収める。 44 順バイアス･セカンド･ブレークダウン －能動領域における熱暴走－ • IC によるパワー消散 ⇒ 温度上昇（ローカル） AqDnBn0 B qVBE IC e WB kT Pd VCE I C • 温度上昇によるキャリア密度増大 ⇒ IC 増大 n0 B 2 nieB N C NV Eg e N AB N AB kT 正帰還 ⇒ 熱暴走 ⇒ エミッタメタル溶融 45 ベース駆動抵抗 －熱暴走対策－ • ベース抵抗の挿入（IB の電流ソース化） 2 DnB L pE N DE nieB IC IB 2 D pE WB N AB nieE e qVBE kT • 問題点 L pE I B AqD pE p0E , 真性キャリア密度の温度依存性：相殺 ⇒ IC の温度依存性低減 2 n0 B N AB nieB 2 p0 E N DE nieE C B VBE RB E – 高ベース駆動抵抗必要 ベース駆動電流 – ベース駆動回路におけるパワー損失 I B VBE RB 46 エミッタバラスト抵抗 －熱暴走対策－ エミッタ バラスト抵抗 （エミッタ フィンガー） エミッタ メタル （エミッタの限定領域） 上面 RE IE 断面 RE E B RE 抵抗の分散化 （抵抗値：小） B N P N N C RE I E B VBE VBE E RE C エミッタ電流増大（ローカル）⇒エミッタ バラスト抵抗を介した電圧降下増大 ⇒エミッタ電流を他領域へ迂回⇒エミッタ電流の均一化 47 逆バイアス･セカンド･ブレークダウン －ターンオフ時の電流制限（エミッタの中心部分）－ B I BR E B N IE P N N I BR ドリフト領域内 の高電子密度 JC n qvS （n ≫ N－） C リバースベース電流印加 ⇒ エミッタエッジ部分から蓄積電荷の引抜 ⇒エミッタ中心部分の電流密度上昇（インダクティブ負荷：電流一定） ⇒ドリフト領域内に高電子密度発生（高VCE の下） ⇒ベース領域拡張（Kirk効果）⇒ピーク電界シフト（B－C → N－－N+） ⇒エミッタ中心部分の更なる電流集中によりピーク電界の増加 ⇒アバランシェブレークダウン電圧低下 48 電流集中による電界の増大 －ターンオフ時－ N+ P N－ 電流集中有り N+ Em Em 電界 電流集中無し 電流集中が有る場合 のブレークダウン電圧 BV ( J C ) JC 5.34 10 qvS 13 3 4 但し、電子密度 ≫ ドリフト領域のドーピング密度 電界の増大 ⇒ アバランシェブレークダウン誘発 （ドリフト層のドーピング密度と厚みから 予測されるアバランシェブレークダウン電圧より低い） 49 パワー･バイポーラ･トランジスタのSOA －ターンオフ時－ BVSOA BV ( J C )1 1n ブレークダウン電圧 BVSOA （V) 4,500 α：ベース接地 電流利得 4,000 3,500 3,000 α α α α 2,500 2,000 1,500 =0.2 =0.4 =0.6 =0.8 1,000 SOA 500 0 0 100 200 300 400 500 600 コレクタ電流密度 J C （A/cm2） JC の増大、α増大 ⇒ BVSOA 低下 50 浅いエミッタ構造のﾊﾟﾜｰ･ﾊﾞｲﾎﾟｰﾗ･ﾃﾞﾊﾞｲｽ －ターンオフ時のSOAの拡大－ B N E N B N 浅いエミッタ P N N C SOAの拡大にはα低減必要 ⇒ 問題点：オン状態時大きな制御信号必要 対策 ⇒エミッタ中心部分に 浅いエミッタ形成⇒低いベース駆動電流可能、SOA拡大 ・ オン状態時：エミッタ端で電流利得増大（理由：エミッタ端でベース幅小） ・ ターンオフ時：エミッタ中心部で電流利得低下（理由：エミッタ中心部でベース幅大） 51 バッファー層による電界分布の改善 －ターンオフ時のSOAの拡大－ N ドーピング プロファイル N バッファー層 P ND バッファー層無し 電界 N DB N DB 5 1014 cm 3 N DB 2 1015 cm 3 電流密度：1600 A/cm2 ⇒ ドリフト領域の電子密度：１×1015 cm－3 52 ダーリントン･パワー･トランジスタ －電流利得の増大－ IC I C 1 2 1 2 I B 1 2 I B I C1 IC 2 T1 IB VCE1 I E1 T2 VCE 2 VCE, D VCE, SAT1 VBE 2 I B2 VBE 2 ⇒ 高電流利得 （ブロッキング状態でのリーク電流も増幅 → 高リーク電流発生） IE2 ⇒ 飽和電圧＋順方向電圧 （ﾀﾞｰﾘﾝﾄﾝ･ﾊﾟﾜｰ･ﾄﾗﾝｼﾞｽﾀにかかる電圧 ＞ ﾊﾟﾜｰ･ﾊﾟｲﾎﾟｰﾗ･ﾄﾗﾝｼﾞｽﾀにかかる電圧） 53 改良ダーリントントランジスタ －分路抵抗とダイオード内蔵－ E B B1 E1 N R1 C1 E 2 B 2 E1 N P N C B B1 R1 R2 T1 R2 C2 E1 N B2 N C R1 T2 E2 R2 T1とT2の各ベース-エミッタ間へ抵抗挿入（R1とR2） ⇒ ブロッキング状態でのリーク電流低減、蓄積電荷の除去 ⇒ ブレークダウン電圧の増加（オープンベース → 短絡ベース） E 54 トレンド • パワーエレクトロニクス分野で使用 – DC-DCコンバータ、電圧レギュレータ、モータ駆動など • パワー･バイポーラ･トランジスタの置換え ⇒ パワーMOSFET（動作電圧：200V以下） ⇒ スーパージャンクション構造（動作電圧：600V）、 ⇒ IGBT（動作電圧：200～1500V） • 理由 – 電流制御デバイス（低電流利得）:複雑回路、高コスト – セカンド・ブレークダウンによる不良の発生 – デバイスの並列化不可（オン状態電圧降下：負の温度係数） 55
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