社団法人電子情報通信学会 THE INSTITUTE OF ELECTRONICS, INFORMATION AND COMMUNICATION ENGINEERS 信学技報 TECHNICAL REPORT OF IEICE. MIMO-OFDM システムにおける Carrier Interferometry を用いた伝搬路推定方式に関する検討横枕一成† 三瓶政一† 原田博司†† 森永規彦††† † 大阪大学大学院工学研究科通信工学専攻〒 565–0871 大阪府吹田市山田丘 2–1 †† 独立行政法人情報通信研究機構〒 239–0847 神奈川県横須賀市光の丘 3–4 ††† 広島国際大学社会環境科学部情報通信学科〒 737–0112 広島県呉市広古新開 5–1–1 E-mail: †[email protected], [email protected], ††[email protected], †††[email protected] あらまし次世代移動通信システムの候補として検討されている DPC-OF/TDMA（Dynamic Parameter Controlled - Orthogonal Frequency and Time Division Multiple Access）システムは，OFDM（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式と 1 セル繰返し TDMA（Time Division Multiple Access）をベースとし，64 サブキャリア毎に分割された複数のサブチャネルブロックを端末の規模やサービスに応じて複数同時に使用することで，種類の異なる端末を同時に収容することが可能なシステムである．この場合，最小制御単位である 64 サブキャリアでインパルス応答の推定だけでなく，セルサーチ，MIMO（Multiple-Input Multiple Output）システムを導入する際の各送信アンテナからのインパルス応答の推定（アンテナ識別）をできる必要がある．特に，MIMO システムを導入する場合には，各送信アンテナからの伝搬路推定の誤差が信号検出の際の干渉成分として伝送特性に影響を与えることから，各送信アンテナからのインパルス応答をいかに高精度に推定できるかが最重要課題となる．そこで本検討では，時間軸上の直交性を用いて時間軸上にインパルス応答を多重し，各受信アンテナで時間窓をかけることで各送信アンテナからのインパルス応答を推定する CI（Carrier Interferometry）を用いた MIMO-OFDM システムのための伝搬路推定方式を提案する．キーワード DPC-OF/TDMA システム，MIMO-OFDM システム，Carrier Interferometry，時間窓 A Study on Channel Estimation Technique using Carrier Interferometry for MIMO-OFDM Systems Kazunari YOKOMAKURA† , Seiichi SAMPEI† , Hiroshi HARADA†† , and Norihiko MORINAGA††† † Graduate School of Engineering, Osaka University 2–1 Yamada-oka, Suita-shi, Osaka, 565–0871 Japan †† National Institute of Information and Communications Technology 3–4 Hikarino-oka, Yokosuka-shi, Kanagawa, 239–0847 Japan ††† Department of Information Technology, Faculty of Infrastructural Technologies, Hiroshima International University 5–1–1 Hirokoshingai , Kure-shi, Hiroshima, 737–0112 Japan E-mail: †[email protected], [email protected], ††[email protected], †††[email protected] Abstract This paper proposes a channel estimation technique for the multiple-input multiple-output (MIMO) - orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) systems based on the dynamic parameter controlled - orthogonal frequency and time division multiple access (DPC-OF/TDMA) systems. In the proposed scheme, to estimate the channel state information (CSI) with high accuracy, we employ the carrier interferometry (CI) which has the orthogonality in the time domain as a proposed pilot signal. Moreover, we descriminate the inpuluse response from each transmit antenna branch using the time-domain-multiplexed CI signal and the time window. Computer simulation confirms that the proposed scheme can estimate the CSI with high accuracy by averaging it over three pilot signals. Key words DPC-OF/TDMA systems, MIMO-OFDM systems, carrier interfeormetry, time window —1— 近年，高いピークユーザレートが達成可能な次世代移動通信システム（B3G：Beyond Third Generation）の検討が既に開始されており，1 本ずつの送受信アンテナでデータ伝送を行う SISO （Single-Input Single-Output）における 100 Mbit/s 以上の高速伝送だけでなく，さらなる高速化手段として，複数の送受信アンテナを用いて周波数帯域を広げることなく 1 Gbit/s 程度の伝送レートを実現するための MIMO（Multiple-Input Multiple- TDMA frame (2.5 msec) 1 slot (0.25 msec) 1024 subcarriers =16 subchannel blocks 1. まえがき 8 slots (2 msec) frame guard (0.25 msec) FCMS MDS MDS MDS FCMS MDS MDS MDS 64 subcarriers = 1 subchannel block FCMS MDS MDS MDS FCMS MDS MDS MDS 図 1 フレーム構成（下り回線） Output）システムの導入も検討されている．このような B3G システムの候補として，我々は，1 セル繰返し TDMA（Time からのインパルス応答を干渉なく分離している．さらに，伝搬 Division Multiple Access）と OFDM（Orthogonal Frequency Di- 路特性の推定精度を向上させるために，下り回線でパイロット vision Multiplexing）適応変調方式（AMS：Adaptive Modulation 信号は全端末で共有されているものとし，各スロットで推定し Scheme）[1] をベースとした DPC-OF/TDMA（Dynamic Parame- た伝搬路特性を複数のスロットにわたり平均化することで伝搬 ter Controlled - Orthogonal Frequency and Time Division Multiple 路特性の推定精度を向上させている． Access）システム [2] を提案し，検討している．このシステムで計算機シミュレーションにより提案方式の特性を評価した結は，システム帯域全体を 64 サブキャリアからなる複数のサブ果，所要 Eb /N0 の劣化を 1 dB 程度に抑えられ，高精度に伝搬チャネルブロックに分割し，端末の規模やサービスに応じて複路特性を推定できることを確認した．数のサブチャネルブロックを同時に使用することで，様々な種類の端末を同時に収容可能なシステムとなっている．したがって，本システムを実現するためには，最小制御単位である 64 サブキャリアでインパルス応答の推定だけでなく，セルサーチ，および複数のサブチャネルブロックを使用する場合の拡張法，さらには，MIMO システムを導入する際にはスロット構成を変更することなく各送信アンテナからの希望信号の伝搬路特性を推定できる必要がある．これに対する手法として，スペクトル拡散技術を用いて各基地局，各送信アンテナに異なるコードを割り当てて推定するという方法が考えられるが，この場合，拡散率 64 で互いに自己相関および相互相関特性に優れたコードを少なくとも隣接基地局数 × 送信アンテナ数分用意する必要があることからコード不足という問題が発生するだけでなく，このような多数のコードを多重した上でこのような小さな拡散率で各基地局および各送信アンテナからの伝搬路特性を高精度に推定することはコード間干渉等の影響により事実上困難となる．そこで我々は，64 という小さな拡散率でこれらの要求を満たしつつ高精度に伝搬路特性を推定する手法として，文献 [3] において，コードによる識別を基地局のみとし，時間軸上での直交性を用いてアンテナ識別を行う CI（Carrier Interferometry）[4]- [6] をベースとしたパイロット信号，および伝搬路推定方式を提案しており，SISO においては良好な特性が得られることを示した．一方，提案方式を MIMO に適用する場合，伝搬路特性の推定誤差が他の情報系列に対する干渉成分として伝送特性に影響を与えることから，いかに高精度に各送信アンテナからの伝搬路特性を推定できるかが最重要の課題となる．そこで本検討では，この CI を用いたパイロット信号を前提と 2. DPC-OF/TDMA システム DPC-OF/TDMA システムは，OFDM 適応変調方式（OFDM AMS）と 1 セル繰返し TDMA をベースとし，IP（Internet Protocol）レイヤとの接続性を重視し MAC（Medium Access Control）レイヤを重点的に設計したシステムである．図 1 に，DPC- OF/TDMA システムの下り回線におけるフレーム構成を示す [2]．ここでは，全サブキャリア数を 1024 とし，同図に示されるようにシステム帯域全体を 64 サブキャリアからなる複数のサブチャネルブロックに分割し，端末の規模やサービスに応じて複数のサブチャネルブロックを同時に使用することで，種類の異なる端末を同時に収容することができるシステムである．この場合，各端末は最小制御単位である 64 サブキャリアの整数倍のサブキャリアを使用することになることから，本システムを適切に動作させるためには，最小制御単位である 64 サブキャリアで，1) インパルス応答の推定，2) セルサーチ，3) MIMO システムを導入する際のアンテナ識別，さらに，複数のサブチャネルブロックを使用する場合には 4) 複数のサブチャネルブロックを使用する場合の柔軟な拡張法，が必須項目となる．これに対し，文献 [3] では，64 という小さな拡散率で高精度に伝搬路特性が推定できるようコードによる識別を基地局のみとし，時間軸上での直交性を用いてアンテナ識別を行う CI を用いたパイロット信号が提案されている．1)，4) に関しては文献 [3], [7]，2) に関しては文献 [8] ですでに評価されており，良好な特性が得られているものの， 3) に関しては未検討である．次節では，提案方式のベースとなる技術である CI について説明した後，CI を用いた MIMO-OFDM システムのための伝搬路推定方式について述べる．し，MIMO-OFDM システムにおける伝搬路推定法を提案する．提案方式では，CI 信号のインパルス性を利用し，各送信アンテナ毎に異なる傾きの直線位相オフセットを各サブキャリアに与えることでインパルスのタイミングを想定される最大遅延時間分だけずらし，受信側で時間窓を用いることで各送信アンテナ 3. 提案方式 3. 1 Carrier Interferometry 図 2 に，CI の概念を示す．CI は，OFDM の全サブキャリア —2— CI symbol duration B (Hz) IFFT Frequency 0 Time Frequency IFFT FFT IFFT Frequency Linear phase offset Nt Time -2π Ntk Nsub Time IFFT 図 2 Carrier Interferometry の概念 Frequency 2Nt Time の振幅と位相を一定にした上で，各サブキャリアに直線位相オ -2π 2Ntk Nsub フセットを与えることでシングルキャリアと同じ信号が生成できる信号生成法であり，マルチキャリア方式でありながらシングルキャリアと同等の性質を持つ信号である．CI 信号は，次の図 3 直線位相の傾きを変化させた場合の CI 信号の概念ような性質を持つ． a ) 高いインパルス性ち，他のサンプル点で 0 になる，つまり，時間軸上で直交す CI 信号は，全サブキャリアの振幅，位相を同一にすることるということを意味し，送信時にはインパルスを送信するで，ロールオフ率 0 のシングルキャリアとみなすことができ，ことと等価になるため，インパルス応答を推定することがで時間波形は次式のように sinc 関数で表されることから，シングきる．さらに，各サブキャリアに傾き (−Nt ) なる直線位相オルキャリアと同等の信号となり，サブキャリア数が多いほどイフセットを与えた場合の周波数軸上での送信信号ベクトルをンパルスに近づく． S = [1 e B 2 s(t) = − B2 1 · e j2π f t d f = B sin(πBt) = Bsinc(πBt) πBt N − j2π N t sub (N −1) − j2π Nsub sub ... e ]T とすると，時間軸上での送信信号ベクトル s は，次式で表される． (1) s = FH S = [0 . . . 0 1 0 . . . 0]T ただし，B は全帯域である． Nˆt (5) b ) タイミング変更が容易次式で表されるように，各サブキャリアに直線位相オフセッ式 (5) は，各サブキャリアに (−Nt ) なる直線位相オフセットをトを与えることで，フーリエ変換の時間シフトの公式から，イ与えた場合の時間波形は，1 OFDM シンボル内で Nt サンプルだけインパルスの位置がずれるということを意味する．図 3 にンパルスのタイミングを容易に変更可能である． B 2 − B2 e−2π f τ e j2π f t d f = B 2 − B2 その概念を示す．このように，CI 信号は，各サブキャリアに与 e−2π f (t+τ) d f = s(t − τ) (2) える直線位相の傾きを変更するだけでインパルスの位置を変更することができ，この特徴を提案方式では MIMO システム導入時のアンテナ識別に利用する．これらの特徴を考慮し，一般のディジタル信号における CI の概念を説明する．サブキャリア数を N sub とし，各サブキャリアの振幅と位相を表す周波数軸上での送信信号ベクトルを S = [1 1 . . . 1]T とすると，時間軸上での送信信号ベクトル s は，さらに，提案方式では，スペクトル拡散技術を適用する．一般に，スペクトル拡散技術は，送信側で自己相関および相互相関特性に優れた拡散系列を情報信号系列に乗積し，受信側で逆拡散することでユーザの識別や干渉の抑圧を行うことを可能にする技術であり，拡散された信号系列は逆拡散処理により s = F S = [1 0 . . . 0] H T (3) ただし， F は，N sub × N sub の FFT（Fast Fourier Transform）行列であり，次式で与えられる． 1 F= √ Nsub ⎡ ⎢⎢⎢1 ⎢⎢⎢ ⎢⎢⎢ ⎢⎢⎢1 ⎢⎢⎢ . ⎢⎢⎢ . ⎢⎢⎢ . ⎢⎢⎣ 1 1 ··· − j2π N1·1 sub ··· .. . e − j2π e .. . (N sub −1)·1 N sub ··· ⎤ ⎥⎥⎥ 1 ⎥⎥⎥ 1·(N −1) ⎥⎥⎥ − j2π Nsub sub e ⎥⎥⎥ ⎥⎥⎥ .. ⎥⎥⎥ . ⎥⎥⎥ ⎥⎦ (N sub −1)·(N sub −1) ⎥ − j2π e 元の情報信号系列に戻るという特徴がある．提案方式では，この特徴を利用し，周波数軸上での拡散系列を基地局固有の PN （Pseudo Noise）系列とすることで，セルサーチに利用する [8]．また，このように周波数軸上で拡散することで各サブキャリアの位相がランダムになるため，PAPR（Peak-to-Average Power Ratio）の低減も図ることができる． (4) N sub 式 (3) は，1 シンボル内の先頭のサンプル点にのみ値を持 3. 2 伝搬路推定方式図 4 に，提案方式における伝搬路推定を行うための送受信機構成を示す．同図では，簡単のため送信アンテナ数を 2 本，受信アンテナ数を 1 本としている．提案方式では，CI 信号はイ —3— ただし，Il,m は，送信アンテナ l から受信アンテナ m における Tx Antenna 1 1 伝搬路の最大遅延時間，hil,m は，送信アンテナ l から受信アン pilot signal from antenna 1 GI Add. IFFT S/P p(k) テナ m における伝搬路の i 番目のパスにおける伝搬路利得である．また，νm (n) は，受信アンテナ q における雑音成分，L は送信アンテナ数である．このように受信したパイロット信号は，ガードインターバル GI Add. IFFT S/P 1 p(k) Tx Antenna 2 e -j2π 0࡮Nt Nsub e -j2π pilot signal from antenna 2 が除去された後，周波数領域に変換され，送信側と同一の拡散系列を用いて逆拡散される．このときの k 番目のサブキャリア (Nsub-1)Nt Nsub の受信信号を Rm (k) とすると，Rm (k) は次式で表される． ⎛ L ⎞ ⎟⎟⎟ (l−1)N k p∗ (k) ⎜⎜⎜⎜ − j2π N t sub Rm (k) = H (k)p(k)e + η (k) ⎜ ⎟⎟⎠ l,m m ⎝ 2 |p(k)| l=1 (a) 送信機構成 received pilot signal GI del. t p*(1) p*(Nsub) |p(1)|2 |p(Nsub)|2 L time window [0,Ng] FFT FFT channel state from antenna 1 FFT channel state from antenna 2 IFFT time window [Ng,2Ng] t t ) ) e impulse responce impulse responce from antenna 1 from antenna 2 e j2π (l−1)N k − j2π N t sub Hl,m (k)e + ηm (k) (10) l=1 ただし，∗ は複素共役， Hl,m (k) は k 番目のサブキャリアの伝搬路特性，ηm (k) は周波数領域での雑音成分であり E[|νm (n)|2 ] = ∗ p (k) E[|ηm (k)|2 ] = σ2 を満たす．また，式 (10) において， |p(k)| 2 ηm (k) 0࡮Nt j2π Nsub t = は再び ηm (k) と置き換えた． (Nsub-1)Ng Nsub 式 (10) は，周波数軸上において直線位相の傾きが異なる複数 (b) 受信機構成の CI 信号の重ね合わせであることから，再び IFFT により時間図 4 提案方式を適用するための送受信機構成波形に変換するとそれぞれの受信信号は各送信アンテナからのンパルス応答そのものを推定でき，時間的なオーバラップさえなければ 1 シンボル内に複数の CI 信号を多重しても受信側でインパルス応答が干渉なく時間多重されるという考え方に基づき，送信側で各サブキャリアに対して，送信アンテナ毎に異なる直線位相オフセットを与えることでインパルスのタイミングを変更した上で，受信側で時間多重された各送信アンテナからのインパルス応答に時間窓をかけることにより抽出している．インパルス応答となる．つまり，このようにして得られた周波数軸上での受信信号に再び IFFT を施すことで，時間的なオーバラップさえなければ時間軸上で時間多重された各送信アンテナからのインパルス応答となる．受信アンテナ m における時間多重されたインパルス応答を hˆ m とすると， L Il,m −1 hˆ m (n) = l=1 図 4(a) において，まず，送信側では，各送信アンテナの各サブキャリアに対し，想定される最大遅延時間だけインパルスの hil,m δ(n − i − (l − 1)Nt ) + νm (n) i=0 I1,m −1 = I2,m −1 hi1,m δ(n − i) + i=0 タイミングがずれるよう直線位相オフセットを与える．送信ア hi2,m δ(n − i − Nt ) i=0 IL,m −1 ンテナ l におけるパイロット信号の k 番目のサブキャリアの送 +··· + 信信号 S l (k) は， hiL,m δ(n − i − (L − 1)Nt ) + νm (n) (11) i=0 (l−1)N k − j2π N t sub S l (k) = p(k)e (6) と表される．次に，このようにして得られた時間多重されたインパルスと表される．ただし， p(k) は，k 番目のサブキャリアに乗積さ応答に対し，時間窓をかけることにより各送信アンテナかられる基地局固有の拡散系列， Nt は，想定される最大遅延時間でのインパルス応答を分離する．時間的なオーバラップがないある．したがって，離散時刻 n における時間波形 sl (n) は次式（Il,m < Nt ）場合，式 (11) におけるインパルス応答は時間的に重で表される． sl (n) = √ なることはないので，送信アンテナ l からの伝搬路のインパル 1 Nsub N sub −1 (l−1)N k − j2π N t sub p(k)e e j2π Nkn sub (7) k=0 図 4(b) において，受信側では，送信アンテナ l から受信アン hˆ l,m (n) = Il,m −1 hil,m δ(n − i) (8) i=0 と表すものとすると，受信アンテナ m における受信パイロット信号 rm (n) は次式で表される． L I p,q −1 rm (n) = hil,m s(n − i) + νm (n) l=1 i=0 ばよい．分離された送信アンテナ l から受信アンテナ m における伝搬路のインパルス応答 hˆ l,m (n) は， Il,m −1 テナ m における伝搬路のインパルス応答 hl,m (n) を， h(n) = ス応答を推定するためには，[(l − 1)Nt , lNt ] なる時間窓をかけれ (9) hil,m δ(n − i − (l − 1)Nt ) + νl,m (n) (12) i=0 と推定することができる．ただし，νl,m (n) は時間窓がかけられた雑音成分であり， ⎧ ⎪ ⎪ 0 (0 < ⎪ = n < (l − 1)Nt ) ⎪ ⎪ ⎪ ⎨ νl,m (n) = ⎪ νm (n) ((l − 1)Nt < ⎪ = n < lNt ) ⎪ ⎪ ⎪ ⎪ ⎩ 0 < n < Nsub ) (lNt < = (13) —4— 表 1 シミュレーション諸元 1 TDMA slot (25 OFDM Symbols) 250μsec OFDM Symbol Rate Useful Symbol Duration Guard Interval Num. of Subcarriers 100 ksymbol/s 8 μsec 2 μsec 64 Convolutional Coding FEC (r = 1/2, K = 7) Modulation QPSK Num. of Tx Antennas 4 Num. of Rx Antennas 4 Exponentially Decaying 8-spike Rayleigh Path Model (rich-scattering) Max. Doppler Frequency 20 Hz r.m.s. Delay Spread 200 nsec Pilot/Data Signal Power Ratio 0 dB TPC command pilot RMLI 10μsec (l−1)N k 8μsec 10μsec 1 Nsym = 1 Nsym = 2 Nsym = 3 Bit Error Rate 0.1 0.01 -3 10 Perfect -4 10 -5 (l−1)N k j2π N t sub 10 -2 (14) と推定される．ただし，ηl,m (k) は νl,m (n) のフーリエ変換であり， j2π N t sub ηl,m (k)e Data (19 OFDM Symbols) 図 5 スロット構成を補償することで各サブキャリアの伝搬路特性を推定する．したがって，k 番目のサブキャリアの伝搬路特性 Hˆ l,m (k) は， = Hl,m (k) + ηl,m (k) 10μsec 2μsec このようにして推定したインパルス応答を再び FFT により周 + ηl,m (k) e 190μsec 40μsec GI Useful Symbol OFDM Symbol 波数領域に変換し，各送信アンテナ固有の直線位相オフセット (l−1)Nt k N sub Slot Guard Preamble (5 OFDM Symbols) と表される． − j2π Hˆ l,m (k) = Hl,m (k)e Data (OFDM Symbol) 0 2 4 6 8 10 Average received Eb/N0 per receive antenna [dB] 図 6 BER 特性は再び ηl,m (k) と置き換えた．このように，提案方式では 64 という小さな拡散率で高精度ンブル部，続く 19 シンボルはデータ部，末尾の 1 スロットはに伝搬路特性を推定するために，スペクトル拡散技術を用いてスロットガードである．ここで，プリアンブル部の 5 OFDM シ各送信アンテナからのインパルス応答を推定するのではなく，ンボルにおいて，提案するパイロット信号は先頭 1 シンボル受信 CI 信号がインパルス応答となることと各サブキャリアのに配置される．また，続く 4 シンボルは変調パラメータ情報位相を制御することでインパルスのタイミングが変わることを（MLI：Modulation Level Information）を通知するための RMLI 積極的に利用し，各サブキャリアに直線位相を与えることでイ（Requested MLI），および，送信電力制御（TPC：Transmit Power ンパルスのタイミングを想定される最大遅延時間だけずらし， Control）を行うための TPC コマンドの通知を行うためのプリ受信側で時間窓をかけることで，他の送信アンテナからの干渉アンブルとして用意されているものであるが，本検討では提案の影響を受けることなく各送信アンテナからのインパルス応答方式による伝搬路推定精度を評価することを目的としているたを推定することができる．め，OFDM 適応変調および送信電力制御は採用していない． 4. 計算機シミュレーション 4. 1 シミュレーション結果図 6 に，実際に推定した伝搬路特性を用いて信号検出を行っ表 1 に，シミュレーション諸元を示す．本シミュレーションた場合のビット誤り率（BER：Bit Error Rate）特性，および図では，変調方式として QPSK（Quaternary Phase Shift Keying）， 7 に，スロット誤り率（SER：Slot Error Rate）特性を示す．こ誤り訂正符号（FEC：Forward Error Correction）として符号化率こで，横軸は受信側における受信アンテナ 1 本当たりの平均受 1/2，拘束長 7 の畳み込み符号を用いた．また，パスモデルとし信 Eb /N0 であり，縦軸はそれぞれビット誤り率，スロット誤りて平均遅延スプレッド 200 nsec の 8 波レイリー指数減衰モデル，率を示す．また，N sym は，伝搬路特性を平均化するスロット数最大ドップラー周波数を 20 Hz とし，パイロット信号とデーであり，下り回線における各スロットのパイロットチャネルはタ信号の電力比は 0 dB とした．さらに，本検討では 4 × 4 の全端末共通であることから，各スロットで推定した伝搬路特性 MIMO-OFDM システムとし，その信号検出法として受信アンを N sym スロットにわたり平均化したものを推定された伝搬路テナ数分のダイバーシチオーダーが得られる MLD （Maximum 特性として復調に使用した場合の特性である． Likelihood Detection）[9], [10] を用いて信号検出を行い，伝搬路まず，図 6 において，伝搬路特性を既知とした場合，ビッ推定精度を評価した．また，パイロット信号の電力とデータ部ト誤り率 10−5 を達成するための所要 Eb /N0 が 5.3 dB であるの電力の比は 0 dB とした．のに対し，提案方式におけるパイロット信号の所要 Eb /N0 は，図 5 に，スロット構成を示す．本システムでは，各スロット Nsym = 1 の場合 8.2 dB，Nsym = 3 の場合 6.5 dB 程度となり，3 は 25 OFDM シンボルから構成され，先頭 5 シンボルはプリアスロットで伝搬路特性を推定すればビット誤り率 10−5 において —5— とした場合には所要 Eb /N0 が 6 dB であるのに対し，N sym = 1， 1 Nsym = 3 の場合の所要 Eb /N0 はそれぞれ 9 dB，7 dB となり，3 Slot Error Rate スロットで伝搬路特性を平均化すれば所要 Eb /N0 の劣化を 1 dB 程度に抑えられ，高精度に伝搬路特性を推定できていることが Perfect 分かる． 0.1 したがって，提案方式により高精度に伝搬路特性を推定できるものといえる． 5. まとめ Nsym = 1 Nsym = 2 Nsym = 3 0.01 -2 0 本検討では，DPC-OF/TDMA に MIMO システムを導入する 2 4 6 8 際，64 サブキャリアという小さな拡散率で高精度に伝搬路特 10 Average received Eb/N0 per receive antenna [dB] 性を推定するために，時間軸上にインパルス応答を多重することで各送信アンテナからの伝搬路特性を推定可能な CI を用い図 7 SER 特性た MIMO-OFDM システムのための伝搬路推定方式を提案した．計算機シミュレーションにより提案方式の特性を評価した結果， Throughput [Mbit/s] 20 18 3 スロットで伝搬路特性を推定すれば，所要の受信 Eb /N0 の劣 16 化を 1 dB 程度に抑えられることを確認し，提案方式により高 Perfect 14 精度に伝搬路特性を推定できることを示した． 12 文 10 8 6 Nsym = 1 Nsym = 2 Nsym = 3 4 2 0 -2 0 2 4 6 8 10 Average received Eb/N0 per receive antenna [dB] 図 8 スループット特性所要 Eb /N0 の劣化を 1.2 dB 程度に抑えることができる．また，図 7 においても同様に SER = 0.01 を達成するための所要の受信 Eb /N0 は，伝搬路特性を既知とした場合 6 dB 程度となるのに対し，実際に伝搬路特性を推定した場合には 7 dB 程度となり，1 dB 程度の所要 Eb /N0 の劣化で高精度に推定できることが分かる．次に，図 8 に，DPC-OF/TDMA システムのスロットフォーマットに基づいてデータ伝送を行った場合のスループット特性を示す．まず，同図において，本シミュレーションにおける最大スループットについて述べる．送受信アンテナ数がそれぞれ 4 本，1 スロット長 250 μsec のうちデータシンボルが 19 シンボル，サブキャリア数が 64 であり，変調方式が QPSK，符号化率が 1/2 であるから， 64 × 19 × 2 × 1/2 × 4 = 19.456 (Mbit/s) 250 献 [1] 中西俊之，三瓶政一，原田博司，森永規彦，“可変符号化率 OFDM 適応変調方式による 1 セル繰り返し TDMA システム，” 信学技報，RCS2003-372， Mar. 2004. [2] 原田博司，安昌俊，高橋賢，神尾亨秀，三瓶政一，“Dynamic Parameter Controlled OF/TDMA による新世代移動通信システム，” 信学技報，RCS2003-284， Jan．2004． [3] 横枕一成，三瓶政一，原田博司，森永規彦，“DPC-OF/TDMA システムにおける伝搬路推定方式に関する検討， ” 信学技報， RCS2004-263, Jan. 2005. [4] B. Natarajan, C. R. Nassar and S. Shatti, “Throughput Enhancement in TDMA through Carrier Interferometry Pulse Shaping,” Proc. IEEE 52nd, VTC2000-Fall, vol. 4, pp. 1799-1803, Boston, USA, Sep. 2000. [5] Z. Wu, C. R. Nassar and S. Shatti, “Ultra Wideband DS-CDMA Via Innovations In Chip Shaping,” Proc. IEEE 54th, VTC-Fall, vol. 4, pp. 2470-2474, Atlantic City, USA, Oct. 2001. [6] P. R. Borbosa, Z. Wu and C. R. Nassar, “High-Performance MIMOOFDM via Carrier Interferometry,” Proc. IEEE GLOBECOM2003, vol. 2, pp. 853-857, San Francisco, California, USA, Dec. 2003. [7] 横枕一成，三瓶政一，原田博司，森永規彦，“DPC-OF/TDMA システムにおける隣接セル間干渉存在下での伝搬路推定精度の向上に関する検討，” 信学技報，RCS2005-2， Apr. 2005. [8] 畑本浩伸，三瓶政一，原田博司，“下りリンク DPC-OF/TDMA システムにおけるセルサーチ特性に関する検討， ” 信学技報， RCS2005-1， Apr. 2005. [9] A. Van Zelst, R. Van Nee and G. A. Awater, “Space Division Multiplexing (SDM) for OFDM Systems,” Proc. IEEE VTC2000-Spring, pp. 1070-1074, Tokyo, Japan, May, 2000. [10] A. Van Zelst “Per-Antenna-Coded Schemes for MIMO OFDM,” Proc. IEEE ICC2003, Vol. 4, pp. 2832-2836, Anchorage, Alaska, USA, May, 2003. (15) となる．図 8 において，最大スループットの 50% 程度である 10 Mbit/s に着目すると，伝搬路特性を既知とした場合の所要 Eb /N0 が 2.2 dB 程度であるのに対し，Nsym = 1 の場合は 5 dB， Nsym = 3 の場合は 3.7 dB となり，3 スロットで伝搬路特性を平均化すれば伝搬路特性を既知とした場合に対して所要 Eb /N0 は 1.5 dB 程度の劣化に抑えられる．次に，ほぼ最大となるスループットである 19.4 Mbit/s に着目すると，伝搬路特性を既知 —6—