Overlap FDE と Sliding-window Chip Equalizer の DS-CDMA HARQ

社団法人電子情報通信学会
THE INSTITUTE OF ELECTRONICS,
INFORMATION AND COMMUNICATION ENGINEERS
信学技報
TECHNICAL REPORT OF IEICE
Overlap FDE と Sliding-window Chip Equalizer の
DS-CDMA HARQ スループット特性比較
小原辰徳†
東北大学大学院工学研究科
E-mail:
武田一樹†
電気・通信工学専攻
安達文幸‡
〒980-8579 仙台市青葉区荒巻字青葉 6-6-05
†{obara, kazuki}@mobile.ecei.tohoku.ac.jp, ‡[email protected]
あらまし直接拡散符号分割マルチアクセス(DS-CDMA)伝送に最小平均二乗誤差規範に基づく周波数領域等化
(MMSE-FDE)を用いれば，よく知られた Rake 合成受信よりも周波数選択性フェージング環境下で優れた伝送特性が
得られる．FDE では，チャネルの最大遅延時間以上のサイクリックプレフィクス(CP)をガードインターバル(GI)に
挿入になければならないので，伝送効率の低下を招いてしまう．最近，CP 挿入を行わずにブロック間干渉(IBI)抑圧
が可能となる Overlap FDE が提案された．一方， MMSE 規範に基づく時間領域等化である Sliding-window Chip
Equalizer (SWCE)も提案されている．筆者らは以前，マルチコード DS-CDMA における Overlap FDE と SWCE のビ
ット誤り率(BER)特性の比較を行い，Overlap FDE では少ない演算量で SWCE とほぼ同等の BER 特性を達成できる
ことを示した．本論文では，Overlap FDE と SWCE を用いるときのハイブリッド自動再送要求(HARQ)のスループッ
ト特性を計算機シミュレーションにより求め，Overlap FDE と SWCE との比較を行っている．
キーワード Overlap FDE，Sliding-window Chip Equalizer (SWCE)，DS-CDMA，ハイブリッド自動再送要求(HARQ)
Throughput Performance Comparison between Overlap FDE and
Sliding-window Chip Equalizer for DS-CDMA HARQ
Tatsunori OBARA†
Kazuki TAKEDA‡
and Fumiyuki ADACHI‡
Dept. of Electrical and Communication Engineering, Graduate School of Engineering, Tohoku University
6-6-05, Aza-Aoba, Aramaki, Aoba-ku, Sendai, 980-8579, JAPAN
E-mail:
†{obara, kazuki}@mobile.ecei.tohoku.ac.jp, ‡[email protected]
Abstract In direct sequence code division multiple access (DS-CDMA), frequency-domain equalization (FDE) based on
minimum mean square error (MMSE) criterion can achieve much better performance than the well-known rake combining.
The conventional FDE requires the insertion of cyclic prefix (CP) into guard interval (GI). However, the CP insertion reduces
the throughput. Recently, overlap FDE that requires no CP insertion was proposed. Another equalization technique is a
time-domain sliding window chip equalizer (SWCE) based on MMSE criterion. In our previous paper, we evaluated and
compared the bit error rate (BER) performances of multi-code DS-CDMA using SWCE and overlap FDE, and showed that
overlap FDE can achieve almost the same BER performance as SWCE with much less computational complexity. In this paper,
we evaluate by computer simulation and compare the throughput performances of DS-CDMA hybrid ARQ (HARQ) using
overlap FDE and SWCE.
Keywords Overlap FDE, Sliding-window chip equalizer (SWCE), DS-CDMA, hybrid ARQ (HARQ)
1. まえがき
合成を行うことによりパスダイバーシチ効果を得るこ
次世代の移動通信では， 1Gbps に近い超高速データ
とができ，優れた BER 特性を達成できる [3]．しかし，
伝送が要求されている．ところが，高速移動無線チャ
将来期待されている 1Gbps もの超高速伝送では分離可
ネルは遅延時間の異なる独立な複数の伝搬路（パス）
能なパス数が大幅に増加し，Rake 合成ではパス間干渉
から構成される周波数選択性フェージングチャネルと
(IPI)により BER 特性が大幅に劣化してしまう．
して特徴付けられ，符号間干渉 (ISI)によりビット誤り
Rake 合成受信の代わりに最小平均二乗誤差規範に
率 (BER)特性が大幅に劣化してしまう [1, 2]．第 3 世代
基づく周波数領域等化 (MMSE-FDE)を用いれば，周波
移動通信システムで用いられている直接拡散符号分割
数ダイバーシチ効果により， Rake 合成よりも優れた
マルチアクセス (DS-CDMA)では，パスを分離して Rake
BER 特性が得られることが報告されている [4, 5] ．
MMSE-FDE を用いる DS-CDMA 信号伝送はブロック伝
2. Overlap FDE および SWCE を用いる
送であり，高速フーリエ変換 (FFT)を用いて受信信号を
DS-CDMA HARQ 伝送系
直交周波数分解するため，チャネルの最大遅延時間以
図 1 に DS-CDMA HARQ の送受信機構成を示す．本
上のサイクリックプレフィクス (CP)をガードインター
論文では，チップ時間 T c で正規化された離散時間 t の
バル (GI)に挿入しなければならない．しかし，CP の挿
等価低域表現を用いる．誤り訂正符号化にはターボ符
入によって伝送効率の低下を招いてしまう．また，CP
号化 [12]を用い，チェイス合成 [13]によるパケット合成
長を超える遅延時間を有するパスが存在するとブロッ
を行うものとする．送信機側では，ターボ符号化系列
ク間干渉 (IBI)が発生し，BER 特性が大幅に劣化してし
をデータ変調する．データシンボル系列を U 個の送信
まう．そこで， CP 挿入なしでも IBI を抑圧できる
データシンボル系列 {d u (m)}, u = 0~U−1, に直並列
Overlap FDE が提案され [6, 7]，従来の FDE に比べ高い
(S/P) 変換し，それぞれ拡散率 SF の直交拡散符号
スループットを達成できることが明らかにされた [8]．
{c u (t);t=0~SF − 1}, u=0~U − 1, を乗算して拡散し，コード
一方， DS-CDMA において， MMSE 規範に基づいて
多重を行う．その後スクランブル符号 c scr (t) を乗算し
チップレベルで時間領域等化を行う Sliding-window
送信する．
Chip Equalizer (SWCE)も提案されており，Rake 合成よ
送信信号は，周波数選択性フェージングチャネルを
りも優れた BER 特性が得られることが報告されてい
伝搬して受信機で受信される．受信信号ブロックに
る [9, 10]． SWCE は CP の挿入を必要としない．
SWCE または Overlap FDE による等化を行い，逆スク
以前，筆者らはマルチコード DS-CDMA における
ランブル，逆拡散を行うことで軟判定シンボル系列が
Overlap FDE と SWCE の BER 特性の比較を行い，
得られる．この軟判定シンボル系列を用いてターボ復
Overlap FDE は SWCE に比べて非常に少ない演算量で
号した後，ブロック誤り検出を行う．誤りが検出され
ほぼ同等の BER 特性を達成できることを示した [11]．
た場合は NACK 信号を送信し，同一ターボ符号化系列
ところで，次世代移動無線通信では超高速パケット
の再送を送信機に要求する．過去に受信したパケット
アクセスが主流となり，誤り訂正符号化と自動再送要
と再送パケットとを MMSE 合成する．誤りが検出され
求 (ARQ)を組み合わせたハイブリッド ARQ(HARQ)が
ない場合は ACK 信号を送信し， ACK 信号を受けた送
重要な誤り制御技術となることが予想される．そこで
信機は次のターボ符号化系列を送信する．本論文では
本報告では， DS-CDMA HARQ における Overlap FDE
誤り検出は理想としている．
と SWCE のスループット特性の比較を計算機シミュレ
ーションにより行っている．
2.1. 送信信号
本論文は以下のような構成になっている．第 2 章で
送信信号系列 {s(t);t=…,-1,0,1,…}は次式で表される．
は SWCE および Overlap FDE を用いる DS-CDMA
HARQ の伝送系について，第 3 章では SWCE と Overlap
s (t ) =
FDE の演算量について述べている．次いで第 4 章で計
算機シミュレーション結果を示し，第 5 章でまとめる．
S/P convertor
Data modulator
Tx buffer
Interleaver
Turbo encoder
・・・
scr
(t )cu (t mod SF )
(1)
ここで Ec は 1 拡散コードあたりのチップエネルギーで
ある．また，|c scr (t)|=|c u (t)|=1 で， ⎣x ⎦ は x を超えない最
クフェージングチャネルを仮定する．第 q 回目の再送
時の受信チップ系列は次式で表される．
L −1
Turbo decoder
Σ
De-interleaver
cU−1*(t )
Soft decision
Σ
P/S convertor
・・・
Channel
equalizer
u
L 個の独立なパスから構成される周波数選択性ブロッ
c0*(t )
Rx buffer
u =0
本論文ではチップ間隔の整数倍の遅延時間を有する
cscr(t)
(a) 送信機
ACK/NACK for Tx
(b) 受信機
図 1
∑ d (⎣t / SF ⎦) c
2.2. 受信信号
cU−1(t )
ACK/NACK from Rx
cscr*(t)
U −1
大の整数を表す．
c0(t )
Binary
data
2Ec
Tc
DS-CDMA HARQ の送受信機構成
Estimated
data
r ( q ) (t ) = ∑ hl( q ) s(t − τ l ) + η ( q ) (t )
(2)
l =0
ここで h l (q) および τ l はそれぞれ第 l パスの複素パス利
得および遅延時間であり， ∑l =0 E[ hl( q ) ] = 1（ E[.] はアン
L −1
2
サンブル平均）としている．また，η (q ) (t) は片側電力ス
ペクトル密度 N 0 の相加性白色ガウス雑音 (AWGN) であ
る．
M-chip selector
W(0)
Nc-point IFFT
Nc-point FFT
・・・
・・・
Received
signal
を行うことができる．
Equalized
signal
一般性を失うことなく FFT 区間を t=0~N c − 1 とする
と，この区間内の受信チップ系列は次式で表される．
L −1
r ( q ) (t ) = ∑ hl( q ) s ((t − τ l ) mod N c ) + ν ( q ) (t ) + η ( q ) (t )
W(Nc−1)
第 1 項は希望信号成分である．第 2 項は IBI 成分を表
し，次式で表される．
FFT window controller
L −1
(a) Overlap FDE
ν ( q ) (t ) = ∑ hl( q ) {s (t − τ l ) − s ((t − τ l ) mod N c )}{u (t ) − u (t − τ l )}
M-chip selector
Received
signal
R
W
l =0
Equalized
signal
(4)
ここで， u(t) は単位ステップ関数である．
式 (9) の受信チップ系列 {r (q ) (t);t=0~N c −1} に次式のよ
うに N c ポイント FFT を適用し，周波数領域信号
{R (q ) (k);k=0~N c −1} を得る．
Equalization window
controller
⎛
t ⎞
⎟
(t ) exp⎜⎜ − j 2πk
⎟
N
c ⎠
⎝
= H ( q ) (k ) S (k ) + Ν ( q ) (k ) + Π ( q ) (k )
R ( q ) (k ) =
(b) SWCE
図 2
M chips
等化器の構成
M chips
N c −1
∑r
(q)
t =0
(5)
ここで， H (q ) (k) ， S(k) ， N (q ) (k) ， Π (q ) (k) はそれぞれ第 k
Received chip sequence
・・・
(3)
l =0
M chips
M chips
周波数におけるチャネル利得，希望信号， IBI 成分お
・・・
よび雑音成分であり，次式で与えられる．
Nc-chip equalization window
Equalized Nc chips
Equalized Nc chips
Equalized Nc chips
FDE
or
Chip equalization
Equalized Nc chips
Pick up M chips
・・・
M chips
図 3
M chips
M chips
Equalized chip sequence
M chips
・・・
time
Overlap FDE および SWCE の動作
2.3. Overlap FDE
FDE では受信信号を FFT によって直交周波数成分に
分解するが，CP を挿入しない場合，FFT 区間の先頭部
分に IBI が発生してしまう．しかしながら，MMSE-FDE
フィルタのインパルス応答は FFT 区間全体には広がら
ないため，FDE 後の残留 IBI は FFT ブロックの両端に
集中することが知られている [7, 8] ． Overlap FDE では
この性質を利用し，CP 挿入を行わずに残留 IBI を抑圧
する．
図 2(a) に Overlap FDE のブロック図を示す．受信チ
ップ系列を M チップから成る小ブロックに分割し，等
化対象の M チップブロックを中心として N c ( ≥ M) ポイ
ント FFT を適用し，得られた周波数領域信号に FDE
を行う． FDE 後の N c チップブロックから中央の M チ
ップを取り出す．以降の M チップを等化するために，
L −1
⎧ (q)
⎛
τl ⎞
(q)
⎟
⎪ H (k ) = ∑ hl exp⎜⎜ − j 2πk
N c ⎟⎠
l =0
⎪
⎝
⎪
N c −1
⎛
t ⎞
⎪S ( k ) =
⎟
s (t ) exp⎜⎜ − j 2πk
∑
⎟
⎪
N
t
=
0
c ⎠
⎪
⎝
⎨
N c −1
⎛
t
⎪ (q)
(
)
k
Ν
=
ν ( q ) (t ) exp⎜⎜ − j 2πk
∑
⎪
N
t =0
c
⎝
⎪
N c −1
⎪
⎛
t
⎪Π ( q ) (k ) = ∑ η ( q ) (t ) exp⎜ − j 2πk
⎜
N
⎪⎩
t =0
c
⎝
⎞
⎟
⎟
⎠
(6)
⎞
⎟
⎟
⎠
1 タップ FDE と前回に受信された周波数領域信号
{R (q ) (k);k=0~N c −1,q=0~Q−1} とのパケット合成とを次
式のように MMSE 規範に基づいて同時に行う．
Q −1
Rˆ (k ) = ∑ R ( q ) (k )W ( q ) (k )
q =0
(7)
ˆ (k ) + Π
ˆ (k )
= Hˆ (k ) S ( k ) + Ν
ただし，
Q −1
⎧ˆ
(q)
(q)
⎪H (k ) = ∑ W (k ) H (k )
q
0
=
⎪
Q −1
⎪⎪
ˆ (k ) = W ( q ) (k ) Ν ( q ) (k )
⎨Ν
∑
q =0
⎪
Q −1
⎪
ˆ ( k ) = W ( q ) ( k )Π ( q ) ( k )
⎪Π
∑
⎪⎩
q =0
(8)
図 3 に示すように FFT 窓をオーバーラップさせつつ，
である．ここで W (q ) (k) は Rˆ (k ) と S(k) の平均二乗誤差
同様の等化処理を行う．これを繰り返すことにより，
(MSE) を最小とする MMSE パケット合成重みで，次式
残留 IBI を抑圧しつつ，全受信チップブロックの等化
で与えられる [8] ．
{H ( q ) (k )}*
W ( q ) (k ) =
Q −1
σ
∑σ
q′=0
2
q
2
q′
(9)
2
H ( q ) (k ) + σ 2q
等化重み行列 w (q ) は，誤差ベクトル e = rˆ − s 0 の共分散行
列のトレースを最小とする N c × N c 行列である．ここで，
W=[w (0) , …, w (Q− 1 ) ] ，R=[{r (0) } T , …, {r (Q− 1 ) } T ] T とすると，
ここで， σ q は第 q 回目の再送における信号対 IBI ＋雑
式 (12) は次式のように表せる．
音電力比 (SINR) である．等化・パケット合成後の周波
数領域信号 {Rˆ (k ); k = 0 ~ N − 1} に N c ポイント逆
rˆ = WR = W (H 0 s 0 + H −1s −1 + N)
2
(13)
c
FFT(IFFT) を適用し，時間領域チップ系列へ変換する．
その後，前述したように中央 M チップのみを取り出す．
2.4. SWCE
図 2(b) に SWCE のブロック図を示す． SWCE では，
ただし，
⎧H 0 = [{h (00 ) }T , K , {h (0Q −1) }T ]T
⎪⎪
(0) T
( Q −1) T T
⎨H −1 = [{h −1 } , K , {h −1 } ]
⎪
(0) T
( Q −1) T T
} ]
⎩⎪N = [{η } , K , {η
(14)
図 3 に示すように，等化対象の M チップを中心に含む
である．式 (13) の MMSE 等化・パケット合成重み W は
N c チップから成る等化窓を設定し，N c チップから成る
ウィーナー解 [14] であり，次式のような N c × QN c の行列
受信チップベクトル r
(q)
に MMSE 規範に基づく等化重
み行列 w (q ) を乗算する．これによって得られる N c チッ
プの等化出力ベクトル sˆ の中央 M チップのみを取り出
して逆拡散・データ復調に用いる．次に，等化窓を M
チップ分スライドさせ，同様の等化操作を行う．これ
を繰り返すことで，全受信チップ系列の等化を行うこ
で与えられる．
−1
⎧⎪
⎛ E ⎞ ⎫⎪
W = H ⎨H 0 H 0H + H −1 H −H1 + ⎜⎜U c ⎟⎟ I ⎬
⎝ N 0 ⎠ ⎪⎭
⎪⎩
−1
H
0
(15)
式 (13) で得られる等化出力ベクトルから中央 M チッ
プのみを取り出す．
とができる．特に， M =1 とした SWCE は文献 [11] で提
案されている．
第
q
3. SWCE と Overlap FDE の演算量比較
回目の再送時の受信信号ベクトル
r (q ) =[ r (q ) (0),..., r (q ) ( N c − 1)] T は次式で表される．
r
(q)
=h s +h s +η
(q)
0
0
(q)
−1 −1
(q)
SWCE と Overlap FDE の複素乗算回数を比較する．
表 1 に Q 回目の再送時の SWCE と Overlap FDE におけ
(10)
る，M チップ当たりの等化操作に必要な複素乗算回数
をそれぞれ示す．
ここで第 1 項が希望信号成分，第 2 項が IBI 成分，第
SWCE の中で最も大きな演算量を必要とするのは，
3 項が雑音成分である．ただし， s 0 =[ s (0),… s ( N c − 1)] T ，
等化重み行列 W を生成するために必要な逆行列演算
s − 1 =[ s ( −N c ),…, s ( − 1)] T , η (q) =[ η (q) (0),…, η (q) ( N c − 1)] T であ
であり，その複素乗算回数は ( QN c ) 3 であるため，再送
る．また，h 0
(q)
, h−1
(q)
はそれぞれ Nc×Nc のチャネルイン
パルス応答行列であり，それぞれ次式で与えられる．
⎧
⎡h
0 ⎤
⎪
⎥
⎢
M
O
⎪
⎥
⎢
⎪
⎥
⎢h ( q )
O
(q)
L −1
⎪h 0 = ⎢
⎥
(q)
O
h0
⎪
⎥
⎢
⎪
⎥
⎢
O M O
⎪
⎥
⎢
q
q
(
)
(
)
⎪⎪
⎢⎣ 0
hL −1 L h0 ⎥⎦
⎨
⎡
hL( q−)1 L h1( q ) ⎤
⎪
⎥
⎢
⎪
O M ⎥
⎢
⎪
⎪ (q) ⎢
hL( q−)1 ⎥
⎥
⎪h −1 = ⎢
⎥
⎢
⎪
⎥
⎢
⎪
0
⎥
⎢
⎪
⎥⎦
⎢⎣
⎪⎩
(q)
0
{r
Overlap FDE が要する複素乗算回数は Q 2 N c 程度であり，
SWCE に比べ演算量は非常に小さい．
表 1
Q 回目の再送時における Overlap FDE と SWCE
の複素乗算回数（M チップ当たり）
No. of complex multiply
operations
(11)
SWCE
Overlap
FDE
次式のように，チップ等化と全同一受信信号
(q )
が起きるたびに演算量が大幅に増大する．一方，
Weight
generation
Chip
equalization
Total
N c -point FFT
Weight
generation
FDE
N c -point IFFT
Total
(Q 2 +Q+1)QN c 3 +QN c
QN c 2
2
(Q +Q+1)QN c 3 + QN c 2 +QN c
N c log 2 N c
(3Q+1)QN c
QN c
N c log 2 N c
2N c log 2 N c +(3Q+2)QN c
; q =0~ Q− 1} のパケット合成を MMSE 規範に基づき
4. 計算機シミュレーション
同時に行う．
Q −1
rˆ = ∑ w r
(q)
q =0
(q)
(12)
表 2 に計算機シミュレーション条件を示す．ターボ
符号器は符号化率 1/3 の (13,15) 再帰的システマチック
畳み込み (RCS) 符号器 2 つから構成され，パンクチャ
いため，SWCE と Overlap FDE はほぼ同等の BER を達
により符号化率 R =1/2 の符号化系列を生成している．
成できる．ところが，周波数選択性が強まると，残留
拡散率は SF =16 とし，フルコード多重伝送を仮定する．
IBI の影響を強く受ける Overlap FDE に比べ，SWCE の
チャネルは L パスの等電力遅延プロファイルを有する
方が優れたスループット特性を達成できる．
周波数選択性ブロックレイリーフェージングチャネル
Overlap FDE においては，等化窓幅 N c を広げること
を仮定し，チップ間隔の遅延時間 (τ l = l ) を有するものと
で，残留 IBI をさらに抑圧できると考えられる．そこ
する．また，受信機でのタイミング再生およびチャネ
で ( N c , M )=(128, 1) の Overlap FDE と SWCE のスループ
ル推定は理想的であるとしている．
ット特性比較を図 6 に示す．パス数は L =16 としてい
る．N c =128 とすると残留 IBI をさらに抑圧できるため，
Turbo coding
HARQ
Data modulation
DS-CDMA
Channel
Equalization
Channel
estimation
計算機シミュレーション条件
No. of information
bits
Encoder
Coding rate
Interleaver
K=1018
(13,15) RSC
R=1/2
Block
Log-MAP
Decoding
with 8 iterations
Type I (Chase combining)
QPSK, 16QAM
Spreading codes
Walsh
Spreading factor
SF=16
Code multiplexing
U=SF
order
Frequency-selective block
Rayleigh fading
Power delay profile
L-path uniform
Delay time
τl = l
Overlap FDE, SWCE
Ideal
図 4 に L =8 パス，図 5 に L =16 パス環境下での Overlap
QPSK ， 16QAM のどちらの場合も， Overlap FDE は
SWCE とほぼ同等のスループット特性を達成できるこ
とが図 5 から分かる．このときの M チップあたりの複
素乗算回数は再送回数が 1 回 ( Q =2) の場合， Overlap
FDE は約 3.6×10 3 ，SWCE では約 3×10 7 であり，Overlap
FDE は SWCE の 0.01% の演算量でほぼ同等のスループ
ット特性を達成できる．
2
QPSK
R=1/2
SF=U=16
Nc=64
L=8-path uniform
1.5
Thourghput (bps/Hz)
表 2
Overlap FDE
SWCE
M= 1
M = 16
M = 56
1
0.5
FDE と SWCE のスループット特性を示す．等化窓幅を
N c =64 とし，等化出力チップブロックから取り出すチ
ップ数 M をパラメータとしている．横軸は平均受信シ
0
ンボルエネルギー対雑音電力スペクトル密度比
0
5
E s / N 0 = SF ( E c / N 0 ) である．L =8 パスの場合，QPSK のとき，
10
15
20
25
30
Average received Es/N0 (dB)
M =56 を用いても，Overlap FDE は SWCE と同等のスル
(a) QPSK
ープット特性が得られることが図 4(a) から分かる．
2
16QAM のとき， IBI の影響を強く受ける M =56 を除い
てはほぼ同等のスループット特性が得られる．L =16 パ
スの厳しい周波数選択性チャネルでは， QPSK では
るが， 16QAM の場合は高 E s / N 0 の領域で Overlap FDE
のスループットが SWCE に比べ低下してしまう．
Overlap FDE では M の値を小さくすることで残留
IBI を低減できるが，FFT 窓の中央部分にも IBI が広が
っており，M の値を小さくしても，特性の改善に限界
1.5
Thourghput (bps/Hz)
M =56 を除いてほぼ同等のスループット特性が得られ
Overlap FDE
SWCE
1
M= 1
M = 16
M = 56
0.5
16QAM
R=1/2
SF=U=16
Nc=64
L=8-path uniform
が生じる．そのため，16QAM のような高多値変調の場
合はその影響を強く受け， Overlap FDE ではスループ
ットが低下してしまう．一方， SWCE においても等化
出力ブロックの両端に IBI が残留するが，ブロックの
中央部分には広がらず， Overlap FDE に比べ残留 IBI
の影響が小さい．パス数が少ない，すなわち周波数選
択性の弱いチャネルにおいては残留 IBI の影響が小さ
0
0
5
10
15
20
25
Average received Es/N0 (dB)
(b) 16QAM
図 4 スループット特性 ( N c =64, L =8)
30
2
1.5
Thourghput (bps/Hz)
5. まとめ
QPSK
R=1/2
SF=U=16
Nc=64
L=16-path uniform
Overlap FDE
本報告では Overlap FDE と SWCE を用いるときの
SWCE
DS-CDMA HARQ のスループット特性を計算機シミュ
M= 1
M = 16
M = 56
レーションにより明らかにした． Overlap FDE では残
留 IBI が等化出力ブロックの中央部分にも広がってい
るため， SWCE よりもその影響を強く受けてしまう．
1
そこで，等化窓幅を広げることで，残留 IBI をさらに
低減でき， Overlap FDE は少ない演算量で SWCE とほ
ぼ同等のスループット特性を達成できることを明らか
0.5
にした．
文
0
0
5
10
15
20
25
30
Average received Es/N0 (dB)
(a) QPSK
2
16QAM
R=1/2
SF=U=16
Nc=64
L=16-path uniform
Thourghput (bps/Hz)
1.5
1
Overlap FDE
SWCE
0.5
M= 1
M = 16
M = 56
0
0
5
10
15
20
25
30
Average received Es/N0 (dB)
(b) 16QAM
図 5
スループット特性 ( N c =64, L =16)
2
Thourghput (bps/Hz)
1.5
16QAM
QPSK
1
Overlap FDE
SWCE
0.5
R=1/2
SF=U=16
Nc=128, M=1
L=16-path uniform
0
0
5
10
15
20
25
30
Average received Es/N0 (dB)
図 6
スループット特性 ( N c =128, M =1, L =16)
献
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