Agilent - Keysight

Agilent
UWB通信のRF測定
Application Note 1488
はじめに
このアプリケーション・ノートは、UWB（ultra-wideband）デバイスの構成とテスト、お
よびその使用に関するさまざまな問題について知りたい方を対象としています。実用的
なテスト手法を含め、広範囲のトピックスを扱います。多くのトピックスの詳細につい
ては、付録Bの参考文献に記載されています。
UWB信号の基本的な概念は新しいものではありませんが、無線機の進歩は著しいものが
あります。UWB信号は信号発生の方法によって大きく3つのグループに分けられます。
ベースバンド・パルスド、パルス変調RF、直交周波数分割多重化（OFDM）の3つです。
パルスド信号は、空中や地中を通過するさまざまな形態のレーダ・システムで長年にわ
たって用いられてきました。UWB OFDMは、標準のOFDMの原理を利用して、アンダー
レイ・テクノロジーの規制要件を満たしています。
レーダやRFID（radio frequency identification）を使った位置検出はUWBの代表的な用途で
すが、近年注目を集めているのが近距離の超高速データ伝送への応用であり、このアプ
リケーション・ノートでもこれについて主に説明します。ストリーミング・ビデオなど
の通信アプリケーションに最新のミックスド・シグナルICテクノロジーを使用すること
で、購入しやすい価格の民生用デバイスを実現できます。
新しい無線技術の開発には、スペクトラムの割り当てが鍵となります。2002年に、米国
のFCCは3.1GHz∼10.6GHzのバンドを免許不要のUWB信号にアンダーレイ・テクノロジ
ーとして割り当てました。これにより、規制要件を満たすためのさまざまな提案が行わ
れました。高速通信用に業界で一般的に使用できる標準の開発を目指す組織として、
IEEE 802.15.3aワーキング・グループがあります。Bluetooth™と同様、オープンなOFDM
標準を普及させるために、Multi-Band OFDM Alliance Special Interest Groupが設立されま
した。欧州、日本、アジアにも関心を示しているグループはありますが、スペクトラム
割り当て規制が確定しているところはまだありません。
超高速無線データ伝送には他の方法もあります。例えば、ミリ波通信と呼ばれる方法で
は、20GHzより高い周波数の搬送波を従来の方法で変調します。このアプリケーション・
ノートではこれについては直接説明しませんが、測定技術のいくつかは応用が可能です。
無線機の作成で問題となるのは、RF伝送だけではありません。無線機との間のディジタ
ル信号経路にも、適切なハードウェア・インタフェースとソフトウェア媒体が必要です。
ハードウェア・インタフェースの定義にはJEDECなどの業界団体が取り組んでおり、非
常に高いスループットに適した媒体アクセス制御についてはIEEE 802.15.3規格に記述さ
れます。これは改良が続けられています。
UWBデバイスを扱う際には、どのような測定や機器を使用するかを考える前に、何を実
現しようとしているかを理解することが重要です。表1にこのアプリケーション・ノー
トの基本的な利用方法を示します。
表1.
目的
無線デザインまたはモジュールの理解と開発
スペクトラム規制に関するテスト
異なるベンダのデザインの相互運用性のチェック
他のシステムに対する干渉の影響のテスト
2
関連セクション
すべて
6
6、7、8
4、7
目次
1. UWB無線の基本概念
UWBの定義...................................................................................................5
スペクトラム占有とチャネル容量 ............................................................5
周波数、パワー・レベル、アプリケーション ........................................6
IEEE 802.15.3a（代替物理層）の選択基準.....................................................7
信号作成と変調 ............................................................................................8
ベースバンド・パルスド ............................................................................8
パルス変調RF .............................................................................................11
OFDM（直交周波数分割多重化）.................................................................13
TDMAとパケットの構造 ............................................................................15
MB-OFDMに関する注記. ............................................................................15
パルス変調RF DS-UWBに関する注記.........................................................16
2. シミュレーション ............................................................................................17
3. RF（PHY）レイヤのテスト .............................................................................18
4. 非UWBデバイスに対する干渉テスト ...........................................................19
デバイス・テストの構成 ............................................................................20
RF信号カップリング ...................................................................................21
干渉信号の作成 ............................................................................................22
5. コンポーネントおよびネットワーク測定......................................................25
コンポーネントのインピーダンス／反射測定 ........................................25
アンテナおよびチャネル応答の測定 ........................................................26
イコライザ特性の使用. ...............................................................................28
マルチパス反射とウェーブレット ..............................................................29
差動ネットワーク解析 ................................................................................29
デルタ（差分）EVM ......................................................................................31
6. トランスミッタ測定 ........................................................................................33
テスト条件と測定セットアップ ................................................................33
等価等方放射電力（EIRP）...........................................................................34
相互運用性テスト .......................................................................................34
ハードウェアのプロービング .....................................................................35
トリガ ........................................................................................................36
キャプチャしたタイム・レコードの使用 ...................................................39
テスト・モード ..........................................................................................40
パワー ..........................................................................................................41
RF帯域幅とビデオ（復調）帯域幅の区別. ....................................................41
パワー・スペクトル密度、アベレージ検波................................................41
スペクトラム・フラットネスで決まる全送信パワー .................................42
掃引時間 .....................................................................................................42
パワー測定でのアベレージ（RMS）ディテクタの使用 ................................43
掃引スペクトラム・アナライザを使ったピーク・パワー測定 ...................44
ピーク出力パワー、CCDF ..........................................................................44
ベースバンドCCDFとエンベロープ（ズーム）CCDF ...................................45
3
目次（続き）
6. トランスミッタ測定（続き）
送信出力スペクトラム ................................................................................46
パルスドRF信号の掃引スペクトラム測定 ..................................................46
分解能帯域幅の増加が表示レベルに与える影響 ....................................48
UWB信号のピーク・アベレージ検波 .........................................................48
FFTベースの結果と掃引スペクトラム結果の比較 ......................................52
スペクトログラムと隣接チャネル漏洩電力測定 ........................................54
2チャネル（相関）スペクトラム測定 ...........................................................54
スペクトラム・マスク・テスト .................................................................55
変調テスト ....................................................................................................56
ベースバンド・パルスド ............................................................................56
パルス変調RF .............................................................................................56
OFDM ......................................................................................................................58
キャプチャ時間の延長................................................................................59
周波数測定
CWおよび長いパルスド信号 ......................................................................60
OFDM被変調信号 .......................................................................................61
短いパルスド信号 .......................................................................................61
7. トランシーバのスプリアス・テスト .............................................................62
8. レシーバ測定 ....................................................................................................63
テスト条件とセットアップ ........................................................................63
周波数ホッピング ........................................................................................65
レシーバEVM測定とBER ...........................................................................66
レシーバ感度（RSSI）...................................................................................67
クリア・チャネル評価テスト ....................................................................68
9. 電源測定............................................................................................................69
付録A：AgilentのUWB用ソリューション ......................................................70
付録B：推奨文献 ..................................................................................................72
付録C：用語集 ......................................................................................................73
付録D：記号と略語 ..............................................................................................74
付録E：参考文献...................................................................................................75
4
UWBの定義
1. UWB無線の基本概念
このアプリケーション・ノートでは、瞬時帯域幅が500MHz以上、または占有帯域幅率
が0.2以上の無線信号をUWBと呼びます。ここで、
占有帯域幅率 = 2（fH−fL）
（f
/ H + fL）
UWB無線の主な要件の1つは、広く平坦なパワー・スペクトラムが必要なことです。選
択した周波数レンジ内の送信スペクトラムが平坦であると、全送信パワーが最大になり
ます。民生用のUWBデバイスは非常に小さなパワーで送信します。例えば、3.1GHz∼
4.8GHzで動作する屋内用デバイスの送信パワーは、米国のスペクトラム規制の要件を満
たすために、次の値より小さくなければなりません。
−41.3*10.log（4800−3100）= −9dBm
ピークRF電圧は1V未満です。
スペクトラム占有とチャネル容量
チャネルの基本データ転送容量と信号の瞬時帯域幅との関係は、Shannon-Hartleyによる
次の簡単な式で表されます。
C = B.log2（1 + S/N）
ここで：
C = チャネル容量
B = 占有帯域幅
S/N = 信号対雑音比（dBでなくリニア・パワー比）
ディジタル無線では、ユーザに必要なレートよりも高いレートでデータを転送すること
により、実用上の問題を解決するという方法があります。ハードウェアに余裕があると
仮定すると、現実の無線受信機の性能を制限するのは、干渉か入力の熱雑音のどちらか
です。例えば、ダイレクト・シーケンス・コード拡散による処理利得を利用することで、
入力回路の熱雑音フロアよりも低い入力パワー・スペクトラム密度でレシーバを動作さ
せることができます。
既存の無線アプリケーションのほとんどは、占有帯域幅がユーザ・データ伝送レートと
同程度です。これは、S/N比の性能とI/Q変調方式により高いデータ・レートを実現して
います。CDMA、GPS、当初の802.11bなど、いくつかの無線アプリケーションでは、ダ
イレクト・シーケンス拡散を使って、Shannonの式で要求されるよりもはるかに広い信
号帯域幅を作り出しています。これには、干渉の防止、複数ユーザへの対応、GPSの場
合は大きな経路伝搬損失の補償などの意味があります。図1を参照してください。
この帯域幅は
スペクトラム割り当てに依存
無線リンク
パケットに
フォーマットされた
入力データ
占有帯域幅の拡大
この帯域幅はユーザの
データ・レートと
エラー保護に依存
帯域幅圧縮器
[相関器]
復元された
ユーザ・データ
ここで [相関] 信号が
[非相関] ノイズよりも
強く復元される
図1. スペクトラム拡散無線では、レシーバの相関器によりS/N比が向上します。
占有帯域幅がGHzのレンジになると、無線ハードウェアとディジタル処理の革新的な組
み合わせにより、最も要求の厳しいアプリケーションに対応できます。
使用可能なスペクトラムと、放射パワー・スペクトル密度とピーク・パワーの最大値は、
スペクトラム規制によって制限され、経路損失は環境によって決まります。
米国におけるUWBに関する規制では、UWBはアンダーレイ・テクノロジーと見なされ
ています。すなわち、パワー・スペクトル密度は既存のシステムと干渉しないように十
分小さい必要があります。
5
周波数、パワー・レベル、アプリケーション
UWBシステムは、表1に示す周波数バンドの中で、免許が必要なバンドと免許が不要の
バンドにまたがって動作します。表には最大送信パワーも示されています。ここに示す
制限値は、米国だけに当てはまります。他の地域では、それぞれ固有の条件に適合する
制限値が検討されています。現時点では、日本や欧州のように比較的慎重なところと、
シンガポールのように高い送信パワーを認めようとしているところがあります。CMOS
での実装を可能にし、802.11aとの干渉を避けるため、民生エレクトロニクス用の最初の
UWBデバイスは5GHz以下で動作する見込みです。
歴史的には、UWBは位置検出アプリケーションに多く用いられてきました。これは、単
純な測距システムに必要な短いパルスが必然的に広い帯域幅を占めるからです。FCC
02-48規則の登場により、応用範囲は広がりつつあります。
通信分野でのUWBの主なターゲット・アプリケーションとして、ストリーミング・ビデ
オとワイヤレスUSBがあります。この他にも用途は考えられますが、これらは特に民生
分野でのUWBの可能性を評価するために重要な役割を果たすはずです。
無線LAN規格のIEEE 802.11と異なり、IEEE 802.15規格は無線パーソナル・エリア・ネッ
トワーク（WPAN）を対象としています。WPANの場合、無線デバイス同士が一時的なピ
コネットを形成してデータ転送を行います。よく知られたBluetooth規格（IEEE 802.15.1）
もこの仲間であり、システム動作を支配する法則の多くが共通です。
無線LANとWPANの違いは、無線とそれを扱う機器との間のソフトウェアに最も大きく
影響します。しかし、RF自体にも影響はあります。複数のピコネットが同じ場所で同じ
時間に動作できる必要があるからです。これをSOP（simultaneous operating piconets）と呼
びます。無線LANと異なり、ネットワーク動作を調整する中心的なアクセス・ポイント
は存在しません。ピコネットは独立して非同期に動作できる必要があり、このことは必
然的にシステム・デザインに制約を課します。各無線機は自分宛てのRFパケットをすば
やく識別できる必要があり、不要な信号が自分のデータ・スループットに与える影響を
最小にする必要があります。
6
表2. 米国におけるシステム周波数バンドとアプリケーション
アプリケーション
FCCパート15
周波数バンド2
最大パワー
（1MHz）
制限
イメージング
1. 地中レーダ、壁のイメージング、
医療用イメージング
3.1∼10.6GHz
GPR < 960MHz
−41.3dBm
あり、使用法
2. 壁の向こうのイメージングおよび
監視システム
1.99∼10.6GHz
−51.3dBm
3. 屋内
3.1∼10.6GHz
−41.3dBm
分離型
4. 屋外ハンドヘルド型
3.1∼10.6GHz
24∼29GHz
59∼66GHz1
−41.3dBm
アンテナまたは
屋外アンテナは
なし
24∼29GHz
−41.3dBm
なし
通信／測定
車載レーダ
5. 車載レーダ
衝突回避、エアバッグ動作の改善、
サスペンション・システム
1. 未承認
2. バンド・エッジは最大のバンド内信号に対して−10dB
IEEE 802.15.3a（代替物理層）の選択基準
新しい規格の作成では、さまざまな基準を満たす必要があります。その中には、異なる
提案の比較を正確に行うのが難しいものもあります。考慮すべき要素の中で比較的理解
しやすいものをいくつか下に示します。作成のプロセスに時間がかかる理由がこれで理
解できるはずです。
一般的なソリューション
コスト、信号の信頼性、技術的な実現可能性、スケーラ
ビリティ、地域での啓蒙活動
MAC補足
MAC変更が必要、電力管理、消費電力
物理層
サイズとフォーム・ファクタ、ビットレートとスループ
ット、ピコネットの同時動作、信号捕捉、レンジ、感度、
マルチパス、アンテナの実用性
7
信号作成と変調
802.15.3（ハイ・レート）RF物理層にはかなりの歴史がありますが、広く採用されてはい
ません。超広帯域無線を特に対象にしているのは802.15.3a（代替高レート物理層）で、こ
のアプリケーション・ノートではこれについて説明します。
ほとんどのエンジニアは、無線搬送波をデータで変調して伝送する方法を使用していま
す。搬送波を発生させて変調する方法は多くあります。ここではUWBに特に関連の深い
2つの方法を扱いますが、最初に説明するのは、搬送波を使用しない方法です。これは
UWB無線の基礎として当初考えられていた方式です。
ベースバンド・パルスド
この方法では、RFエネルギーはベースバンド信号のスペクトラム成分から計算できます。
パルス形状
パルス形状はスペクトラム形状すなわちエンベロープを決定します。最も望ましいパル
ス形状とは、スペクトラムの上部がフラットになるものです。これにより、規制に従っ
て送信される全送信パワーが最大になるからです。革新的なパルス形状と構造を使って
固有のスペクトラム特性を実現するテクノロジーは、UWBが初めてではありません。
DC（周波数0）エネルギーは、長距離を正確に伝送するのには向きません。この問題を避
けるため、例えば何年も前からManchesterコーディングが使用されています。
図2に示すのは、単純なバイポーラ・パルスの時間波形とスペクトラム波形です。低周
波のエネルギーはユニポーラ・パルスよりも小さくなりますが、2番目のローブはメイ
ン・ローブよりも10dB低いだけです。2番目に高い周波数のローブの周波数バンドが最
も有用である可能性があります。この後かなりのフィルタリングが必要になります。
非常に高速な短いパルスを使ってUWB RF信号を作成することは、概念的には最も単純
な方法です。タイム・ドメインとスペクトラムの間の関係は、基本的なフーリエ解析に
よって導かれます。現在ではディジタル・デバイスのスイッチング速度が超高速化して
いるため、ステップ・リカバリ・ダイオードやアバランシェ・トランジスタなどの専用
素子が不要になりました。バンドパス・フィルタとタイム・ドメイン・パルス・シェー
ピングを組み合わせることにより、不要なスペクトル・エネルギーを除去することがで
きます。斬新なパルス形状を使えばスペクトラム内にノッチを作成することもできます
が、そのためにはここで説明する方法よりも高度な方法が必要です。図2の右の図は、
このようなパルス形状の例を示します。
ベースバンド・パルスド法は低コストで実現できる可能性があるので、今後も研究開発
が続けられる見込みですが、スペクトラム形状を高い信頼度で作成することが難しいた
め、初期のメインストリーム・デバイスでは用いられることはないでしょう。
パルス形状がスペクトラム・
エンベロープを決定
複雑なパルス・シェーピング
電圧
対数振幅
送信バンド
周波数
時間
時間
図2. バイポーラ・パルスの時間プロットとスペクトラム・プロット、および望ましいスペクトラム
形状を持つ複雑なパルスの例
8
パルス間隔
パルス間隔により、スペクトラム・アナライザに表示される隣接信号成分の間の周波数
が決まります。ユーザ・データを乗せるとパルスの一部の特性が変化するので、パルス
間隔によりデータを送信できるレートも決まります。
スペクトラム規制の測定では、1MHzの分解能帯域幅が最も多く用いられます。すなわ
ち、繰り返し信号の場合、1MHz以上の信号成分はアナライザの画面上に個別に表示（分
解）され、それより下の周波数成分は個別に表示されません。ただし、繰り返し周波数
が小さいと高速なデータ転送ができず、しかも同じパワー・スペクトラム密度を実現す
るのにより大きなパルス電圧が必要になります。タイム・ドメインで考えると、電圧が
0のときには、送信されるエネルギーはありません。
タイム・ドメインに繰り返し要素があると、周波数スペクトラムにスパイク（離散的な
トーン）が現れます。したがって、どのようなユーザ・データに対してもパルス構造を
「白色化」することが重要になります。離散的なスペクトラムをすべて打ち消すように
振幅、タイミング、形状を調整した、間隔の密なパルスが必要になります。24ページの
図18に、このようなパルスの実際の例が示されています。
トランスミッタ
図3のブロック図は、ベースバンド・パルスド無線機の主要コンポーネントを示してい
ます。入力されたユーザ・データは、図の下半分の右から左に向かいながら、プリアン
ブル、ヘッダ、フッタを持つフォーマット済み信号にパッケージ化されます。その後、
データ・ストリームを変調回路に送ります。最も単純な方式ではパルス位置変調が用い
られますが、振幅変調やshape変調が用いられることもあります。
信号のタイミングには水晶基準発振器が用いられます。無線規格には静的な周波数エラ
ーに関する許容値が定められていますが、発振器やそれにドライブされる回路のノイズ
に起因するタイミング・ジッタがあると、無線リンクの性能が低下します。タイミン
グ・ジッタと位相雑音は、スペクトル・ノイズという同じ現象を異なる観点から見たも
のです。
LNA
超広帯域
アンテナ
サンプル／ホールド
[相関器]
AGC
帯域阻止
フィルタ
ADC
ベースバンド・
データの復元
ダイレクト・
パルス作成／
復元
コード・
ジェネレータ
Tx/Rx
パルス位置／
パルス極性
変調器
エミッション
制限フィルタ
M
A
C
イ
ン
タ
フ
ェ
ー
ス
高速
データ・
バス
パケット変換
スペクトラム・
シェーピング
パルス
作成
低
ジッタ・
クロック
図3. 基本的なベースバンド・パルスドUWB無線機のブロック図。サンプル／ホールド回路を省いた
デザインもあります。
9
このダイアグラムに示すパルス・ジェネレータは非常に単純なものです。このようなパ
ルス・ジェネレータでは、スペクトラム規制の要件を満たすために高度なフィルタリン
グが必要です。
IEEE 802.15.3aで記述されているUWBデバイスでは、TDMAのパケット・ベースの送受
信方法がまだ用いられています。使用しないときはできるだけ回路をオフにできること
が、バッテリ寿命を延ばすために重要だからです。
RFスイッチとアンテナは1つだけ示されています。空間ダイバーシティ送受信はUWBに
は適しません。アンテナのスイッチングによって低減される狭帯域フェージングは、
UWB信号には影響を与えないからです。
レシーバ
無線機のデザインで最も大きな問題は干渉です。UWBレシーバは入力周波数レンジが広
いので、特に高レベル信号に対して敏感です。UWBの民生用アプリケーションの場合、
IEEE 802.11aトランスミッタや1.9GHz帯の携帯電話からの干渉が最も難しい問題になる
と予想されます。良好な復調器を使えば、歪みがリニアである限り、必要な信号を干渉
から分離できます。すなわち、レシーバの増幅器チェーンは、複合信号による歪みを避
けるために、高レベル信号から十分に保護する必要があります。
パルスド信号は、バンドパス・フィルタを通った後、相関器に入り、自分自身の理想的
な姿と乗算されます。相関器にはさまざまな形式があり、最も単純なものは非常に高速
なサンプル／ホールドです。ベースバンド・タイミング回路はサンプリングのタイミン
グを同期させる必要があります。このために、無線信号のプリアンブル内の容易に識別
できる部分が用いられます。
マルチパス反射があると、レシーバ入力に到達するパルス波形が送信波形よりもはるか
に複雑になります。図4に、孤立したパルスの場合の例を示します。より高度な相関器
とマルチタップ・レーク・レシーバを使えばさらにエネルギーを補足できますが、デザ
インが複雑になり、消費電力も増えるため、性能との間のトレードオフを考慮する必要
があります。
立上がり
図4. レシーバで見られる（マルチパス反射による）複雑な孤立パルス波形の例
10
パルス変調RF
あるバンドのスペクトラムを作成するために必要なパルス波形を調べると、搬送波の数
サイクル分に似ていることがわかります。図2のバイポーラ・パルスの単純な拡張であ
る図5のガウシアン・モノパルスは、正弦波の1サイクル分に似ています。
Voltage
電圧
Log対数振幅
amplitude
送信バンド
Transmit
band
時間
Time
周波数
Frequency
図5. 搬送波サイクルに似たガウシアン・モノパルスの時間プロットとスペクトラム・プロット
これは、通常の周波数ミキシングを使ってUWB信号を生成する方法を示唆しています。
これは最近一般的になった方法です。この方法で作成した信号のスペクトラム・アナラ
イザのプロットを図6に示します。
81132/81134
パルス・ジェネレータ
ESA、PSAスペクトラム・
アナライザ
ESG信号発生器
広帯域ミキサ：
Mini-Circuits社のZEM 4300、
Marki社のM2-0006MAなど
パルスの立上がり時間が
このラインの傾きを決定
20MHzのスパン
1MHzの方形パルス
50%のマーク／スペース比
ミキサによる
搬送波リーケージ
スペクトラム・エネルギー
は大きく広がっている
1GHzのスパン
1MHzの方形パルス
50%のマーク／スペース比
1GHzのスパン
1MHzの方形パルス
20nsのオン時間
1GHzのスパン
1MHzの方形パルス
5nsのオン時間
図6. さまざまなターンオン時間のパルスド500MHz搬送波のスペクトラム。右下のプロットで
丸で囲んだ搬送波リーケージ（離散的なトーン）はミキサ・バランスの不完全さが原因。
図6から、オン時間を搬送波の数サイクル分（この例では2.5サイクル）まで短縮すると、
エネルギーがスペクトラム内に広く分布することがわかります。スペクトラムのこのよ
うな現象は予測可能ですが、これほど狭いパルスを使用することを思いついたRFエンジ
ニアはほとんどいませんでした。パルス変調では通常搬送波の数百サイクル分が用いら
れるからです。
紙の上では複雑な方法に見えますが、固定の搬送波にシェーピングされたパルスを乗算
する方式により、低コストで再現性の高い性能を実現する問題のいくつかが軽減されま
す。RF帯域幅に対して、IFで必要なのはその半分の帯域幅だけです。タイム・ドメイン
では、パルスの立上がり時間の速度は、ベースバンド・パルスド・システムで同じ帯域
幅を作成する場合に比べて半分で済みます。
11
帯域阻止フィルタ
LNA
振幅のみの復調
またはI/Q復調
AGC
ローパス／
バンドパス・
フィルタ
超広帯域
アンテナ
4GHz
局部発振器
周波数
逓倍器
+/-45
ADC
パルス作成
および
周波数変換
振幅のみの変調
またはI/Q変調
RF制御
データ復元
高速
データ・
バス
ベースバンド・
データ処理
パルス位置／
形状／
極性変調器
Tx/Rx
エミッション制限フィルタ
パルス・シェーピング
DS-UWB方式では
+1、0、-1
パルス作成
スペクトラム・シェーピング
低ジッタ[位相雑音]
水晶発振器
図7. パルス変調RF UWB無線機のブロック図
トランスミッタ
図7から、RFフロントエンドが、他のスーパーヘテロダイン方式のレシーバと似ている
ことがわかります。差動信号経路がさまざまな場所に示されています。これは回路デザ
インに不可欠になりつつあり、しだいにIC自体に及んでいます。搬送波作成に関する一
般的な問題がここでも当てはまります。
ベースバンド・パルスド・システムと異なり、送信されたRF波形の電圧（オシロスコー
プで観察されるもの）はレシーバで復元されるパルスの形状と一致しません。パルス形
状の測定には信号を復調する必要があります。
図8. 89601Aベクトル・シグナル・アナライザ・ソフトウェアでズーム（復調）モードを使って、
パルスドRF信号の時間（電圧）波形と復元されたパルス形状の両方を表示したところ
図8では、ルート・ナイキスト・パルスと3値振幅変調が示されています。−1という振
幅乗数から、これが実際にはBPSK（2値位相シフト・キーイング）の拡張であることがわ
かります。パルス間の間隔はきわめて短い場合があります。下のトレースは、実際の
UWBの実装ではパルスが部分的に重なり合う場合があることを示します。
12
ダイレクト・シーケンスUWB（DS-UWB）変調
信号変調のオプションは、ベースバンド・パルスド・システムと非常によく似ています。
IEEE 802.15.3a3に対するダイレクト・シーケンスUWB（DS-UWB）の提案は、長い繰り返
し間隔を持つ緊密にシェーピングされたパルスの必要性を満たすために、コード・シー
ケンス変調を採用しています。変調では、+1、−1、場合によっては0が交互に現れる、
注意深く選択したパルス・シーケンスからなるシンボルが選択されます。これらは
BPSKまたはQPSKとして適用されます。図8は、この種のシーケンスの1つの短い部分を
示したものです。この図の中央のプロットのパルス間隔は、パルス形状の復元を示すた
めに選択したもので、実際の信号ではありません。
一般的な水晶基準発振器を搬送波とパルス・タイミングに対して使用することで、搬送
波周波数とパルス周期の間の関係を一定にすることができます。デザインによっては、
さまざまな局部発振器周波数を使用して、スペクトラムの使用とデータ・スループット
の最適な組み合わせを実現できます。
レシーバ
ダウンコンバートの後にフィルタを使っても、ある程度干渉を防ぐことができますが、
IF帯域幅が非常に広いので、通常の狭帯域無線の場合ほど有効ではありません。復元し
たパルスは、単純な相関器に送るか、図8に示すように、A/Dコンバータ（ADC）に送り
ます。ADCの出力をディジタル信号処理（DSP）することにより、元の信号を復元するこ
とができます。デザインに使用されるADCは今後ますます高速化していくでしょう。そ
うなると、信号のフィルタリングと復元をディジタルで行う割合が増え、アナログ回路
の性能に頼ることが少なくなります。DS-UWBの場合、個々のパルスよりも、レシーバ
によるシンボル・パルス・シーケンスの相関の方が重要になります。
OFDM（直交周波数分割多重化）
OFDMは高速なDSPが使用可能になったことにより普及してきた方式で、DVB（digital
video broadcast）やIEEE802.11a/gなどのテクノロジーに採用されています。基本的な仕組
みは、ペイロード・データを多数の（同期した）副搬送波に分割することで、1つの搬送
波を使用した場合よりも各搬送波のシンボル・レートを大幅に低くします。これにより、
タイム・ドメインでは、1つのデータ・ビットを受信する時間が長くなり、マルチパス
干渉や狭帯域干渉の影響を受けにくくなります。動作レンジが狭い（10m）ので、遅延拡
散が無線LANの場合よりも大幅に小さくなります。
この無線機も複雑に見えますが、OFDMにはUWBに適した特性がいくつかあります。マ
ルチパス干渉に強くできることに加え、スペクトラム形状が明確に定義されており、必
要なデータ・レートに応じたスケーラビリティも備えています。米国の規制で定められ
た500MHzの最小瞬時帯域幅から、使用可能なDSPの最低処理速度が決まります。
図9にOFDM無線機の代表的なブロック図を示します。ここでは単一経路とI/Qミキシン
グのどちらかを選択できるようになっています。ADC/DACに送られる信号の帯域幅か
ら、これらをRFセクション（シリコン・ゲルマニウムICなど）に含めることも可能です
が、その場合ディジタル・インタフェースの実現が難しくなります。
超広帯域
アンテナ
周波数変換
IF利得制御
振幅のみの復調またはI/Q復調
ADC
-: 8
RF制御
:- 2
データ復元
4GHz
局部発振器
周波数スイッチング制御
DSP
Tx/Rx
高速
データ・
バス
ベースバンド・
データ処理
DAC
振幅のみの変調またはI/Q変調
+/-45
外部増幅器と
RFフィルタ
水晶基準
発振器
図9. OFDM UWB無線機のブロック図
13
周波数スイッチング
この無線機で特徴的なのは、搬送波の作成です。現在実現可能な最大のDSP回路でも、
作成できる信号のRF帯域幅は約500MHzです。より多くのスペクトラムを利用するため
に、OFDMのシンボル・レートで周波数をホッピングします。図10を参照してください。
Bluetoothなどのテクノロジーと異なり、周波数スイッチングがきわめて高速なので、1
個のフェーズ・ロック発振器では対応できません。このため、必要なすべての周波数を
常時発生させておき、スイッチによって必要な周波数を選択します。ランダム周波数選
択を使用すると、利用できる周波数が少なくなります。周波数のスイッチングは少数の
パターンに基づいて行われ、パターンが特定のピコネットを識別します。
周波数
プリアンブル
同期
4488MHz
3960MHz
1.875µs
ヘッダ
ペイロード
テール／パッド
チャネル予測
.....
.....
3432MHz
時間
図10. UWB-OFDMバーストの各シンボルに対する周波数スイッチング2
変調
UWB OFDM無線機では、BPSKやQPSKなどの単純な変調が用いられます。これは、帯
域幅が広いために十分な容量が得られ、S/N比が低いために高度な変調が使用できない
からです。サンプリング・レートが非常に高いので、ADCのビット数を制限する必要が
あります。4∼5ビットあれば十分です。
OFDMを使用する他の方式と同様に、プリアンブルには最も堅牢な低次の変調が用いら
れます。プリアンブルは使用されるすべての周波数に拡散されるので、イコライザをチ
ャネルの最良推定に利用できます。
ユーザ・データ・レートが低い場合は、さらに簡素化できます。すなわち、DSP信号の
実数成分だけを使用します。図11に示すように、この場合スペクトラムが対称になりま
す。1つのベースバンド信号の帯域幅は変調されたRF信号の帯域幅の半分です。
図11. タイム・ゲーティングを使用したスペクトラムを、54855オシロスコープと89601A VSA
ソフトウェアでガウシアンRBWフィルタを使って表示したもの。実数部のみの変調データによる
OFDMバーストの間に4個のポイントが見られます。スペクトラムは中心に関して対称です。この現
象は、実数部のみの変調が可能なすべての方式（例えば、2BOK DS-UWBなど）に見られます。
14
TDMAとパケットの構造
ここまでの説明は主にRF信号に関するものでした。この上にいくつものプロトコル・レ
イヤが重なります。フレーム構造の詳細は、使用するPHYフォーマットに依存し、これ
はまだ開発中です。したがって、このアプリケーション・ノートでは詳しく述べません。
802.15.3aの媒体アクセス制御プロトコルは、802.15.3向けに開発されたものを多く流用
しています。これには、シグナリング・オーバヘッドを減らすためのいくつかの仕組み
が組み込まれています。
802.15データ通信用のUWBデバイスは、ある時点では送信と受信のどちらか一方を行い
ます。送信はパケット（フレーム）単位で行われます。パケットの長さと間隔は可変で、
長さは通常数百µs程度です。したがって、1つのフレームには数十万個のDS-UWBパルス、
すなわち約1000個のOFDMシンボルが含まれています。
MB-OFDMに関する注記
図12に、マルチバンドOFDM用にIEEE 802.15.3aに提案された基本構造2を示します。こ
れは既存の無線LANのフレームに非常によく似ています。レシーバはプリアンブルを利
用して入力信号を捕捉し、雑音に対処します。変調方式に応じて、周波数／位相エラー
のイコライゼーションや、タイム・アライメントが行われる場合があります。信号は複
数の周波数バンドに拡散されるので、これらすべてのバンドに対して経路補正を計算す
る必要があります。
ヘッダには、宛先アドレスやバーストの残りの部分のフォーマットなど、さまざまな情
報が含まれています。元のパケットからユーザ・データが転送され、MACレイヤに送ら
れます。リンク性能の改善に役立つと無線機が判断すると、長いパケットはフラグメン
ト化（分割）されることがあります。
PLCプリアンブル
30 OFDMシンボル
PHY
ヘッダ
MAC
ヘッダ
ヘッダ・
チェック・
シーケンス
55Mbps
テール・
ビット
フレーム・ペイロード
0∼4095バイトの可変長
FCS
テール・パッド・
ビットビット
55、80、110、160、200、320、480Mbps
11.5625µs
図12. UWB-OFDMフォーマットのフレーム構造
15
パルス変調RF DS-UWBに関する注記
パルス・ストリーム・システム3のフレームも似ていますが（図13参照）、重要な動作の
違いがあります。例えば、個々のピコネットの識別は局部発振器の小さい周波数オフセ
ット（±3、±9MHz）で行われます。これは同期プロセス中に短時間で識別できるように
設計されています。データの復元では、パルス・データのコーディングでコード・シー
ケンスの相関が最も重要になります。
プリアンブル
クロック／搬送波捕捉
イコライザ・トレーニング
PHYヘッダ
レート
ビット／シンボル
FECタイプ
MACヘッダ
ヘッダ・
チェック・
シーケンス
フレーム・ボディ[0∼4096バイト、FCS含む]
およびフレーム・チェック・シーケンス
スタッフィング・
ビットおよび
テール・
シーケンス
10、15、30µs
図13. DS-UWBフォーマットのフレーム構造
どちらの方式でも、各フレームは独立に復元されます。チャネル・イコライゼーション
は各フレームの小さな部分に対して実行され、数µs分のデータしか使用しません。この
ため、信号のこの部分がフレームの残りの部分に対して安定するように特別な注意が必
要です。
16
2. シミュレーション
回路とチャネルのシミュレーションは、新しい無線システムの設計に不可欠な要素です。
複雑なシステムを正確なコンポーネント・モデルから構築し、モデルを実際の測定値を
使って検証できることが重要です。テスト機器（ロジック・アナライザなど）と89601A
VSAソフトウェアを使えば、この作業が容易になります。これはAgilentのコネクテッ
ド・ソリューションの基礎となる考え方です。図14に示すシステムは、ADS UWB
DesignGuideの例です。これにより、シミュレートするシステムをブロック単位で構築す
ることができます。この図には、入力から出力までの完全な経路が表示されています。
図14. MB-OFDM信号発生器の機能ブロックを示すADSのUWB DesignGuideのスケマティック。
シミュレートされた信号を解析するために、89601 VSAソフトウェアが組み込まれています。
他のUWBフォーマット用のDesignGuideも現在開発中です。詳細については、http://eesof.
tm.agilent.com/products/ultra_wideband_dg.htmlを参照してください。
17
3. RF（PHY）レイヤの
テスト
新しい規格においては、適切な測定とは何かという定義も変化します。現時点では、
UWBの開発はまだ初期の段階です。パワー、周波数、既存の変調方式など、デザインの
最も基本的な属性に基づいたさまざまな解析に、既存のツールが使用できます。このア
プリケーション・ノートでは、いくつかの最新のテクニックについて説明します。
スペクトラム規制の適切な制限値を定義するために、多大な努力が行われています。そ
の結果、米国ではいくつかのテスト・リミットが採用されつつありますが、その他の地
域では合意に達するための作業（ITU-R委員会など）が続けられています。
異なるベンダの無線機が相互運用可能な最低レベルの性能を満たすことを保証するため
のテスト指標を定める必要があります。これはまだ合意に至っていませんが、有効と考
えられる測定はいくつかあります。特に、パケット・プリアンブルの前に何が来るかな
ど、規格で定義されていないパラメータが対象となるでしょう。
UWBはアンダーレイ・テクノロジーなので、干渉テストは重要な問題です。最大の問題
は、テスト数の爆発的な増加を防ぎながら、適度に代表的な条件群を指定することです。
さまざまな種類のUWB無線機が登場するでしょう。その多くは既存の機器を使って近似
できます。これにより、柔軟性を維持しながら、特に問題が起きやすい項目についてテ
ストすることができます。
使用可能なスペクトラムをどの程度効率的に利用できるかは、無線規格によって決まり
ます。隣接チャネル・スペクトラム・テストは、RFがいくつかの周波数バンドに分けら
れる場合のみ意味があります。パルス無線ではこの条件が当てはまりませんが、それで
も複数のピコネットが同時に動作できなければなりません。cdmaOneに対応した携帯電
話では、ピーク・コード・ドメイン・エラー測定を使って同様の問題に対処しています。
これにより、他のコードへの実効的なリーケージを評価できます。パルスのタイミング
と形状に基づくさまざまな方法が考えられていますが、まだ定義には至っていません。
無線開発
スペクトラム規制
相互運用性
干渉
スペクトラム占有
18
PSG広帯域
変調信号発生器
ENA、PNA
ネットワーク・アナライザ
81134デュアル・チャネル・
データ／パルス・ジェネレータ
89604
歪み解析ソフトウェア
89601ベクトル信号解析
ソフトウェア
86100C DCA/
サンプリング・オシロスコープ
54855
リアルタイム・オシロスコープ
ESA、PSA
スペクトラム・アナライザ
ADSシミュレーションの
DesignGuide
表3. さまざまな作業に適した測定器（一部制限あり）
4. 非UWBデバイスに
対する干渉テスト
UWBをアンダーレイ・テクノロジーとして使用するには、既存のスペクトラムのユーザ
に最小限の影響しか与えないことを実証する必要があります。このアプリケーション・
ノートのこれまでの説明からわかるように、UWB信号を作成するにはさまざまな方法が
あります。干渉テストを考慮すると、どのフォーマットを検証するかについての基本的
な選択を行った後で、テスト・ソースに多少の柔軟性を残しておくことが有益です。
干渉テストで考慮すべき第1の点は、被干渉レシーバから見てバンド内とバンド外のど
ちらのテストなのかということです。図15にこれらの違いを示します。UWBデバイスを
被干渉レシーバと同じ機器内に同居させる場合を除いて、通常はバンド内テストの方が
重視されるでしょう。
UWB信号が被干渉機器
にとってバンド内
バンド外UWBスプリアスが
被干渉機器にとってバンド内
混在する例
IEEE 802.11a
第1世代のデバイス
衛星レシーバ
想定されるUWB
スペクトラムの形状
携帯電話
GPSレシーバ
携帯電話
振幅
想定されるUWB
スペクトラムの形状
第2世代のデバイス
UWBバンド
3.1GHz
周波数
8.2GHz
図15. さまざまな被干渉機器に対するバンド内干渉とバンド外干渉
バンド外（被干渉機器にとって）
バンド外周波数に対するDUTの除去能力をテストすることもできますが、携帯電話機な
どの最新の無線機の場合この能力は非常に高いはずです。皮肉なことに、GSMなどの大
電力のTDMA携帯電話システムは、RF回路以外に干渉を引き起こすことがあります。放
射電磁界の強度がきわめて大きいので、遮蔽が十分でない低周波回路で意図しない受信
が生じます。さらに回路の非線形性により、不要な振幅復調が発生します。RFバースト
の繰り返し周波数が比較的低いため、結果は実際に耳で聞くことができます。
無線LAN信号もRFのバーストとして送信されますが、信号レベルが低く、バーストの分
布がよりランダムになります。これまでに明らかな影響はほとんど発生していません。
WPAN UWB信号のフレームもRFバーストとして送信されますが、振幅は無線LANより
もさらに小さくなります。MB-OFDMの場合、信号は各フレームの間に短いバーストで
送信されるため、繰り返し周波数がきわめて高くなります。このため一般的な問題が起
きる可能性は低いと言えます。衛星受信などの特定の状況については、さらに調査が続
けられています。
バンド内（被干渉機器にとって）
被干渉機器の入力周波数がUWBの送信周波数バンドに入っている場合、あるいはUWB
デバイスの実用的な送信フィルタが測定可能な不要な側波帯成分を残す場合、干渉はバ
ンド内になります。UWBデバイスが通常の規制要件を上回っているとは仮定できないの
で、これを公称テスト・リミットとして利用できます。
19
デバイス・テストの構成
被干渉機器に対する干渉の影響は、できる限り定量的な方法で評価する必要があります。
このためには以下の4つの要素を理解する必要があります。
•
•
•
•
被干渉レシーバの種類（ディジタルかアナログか）。変調またはコーディング・フォ
ーマットによる保護。最も干渉に弱いフォーマットは何か？
被干渉システムの動作リンクのマージン
干渉の性質
被干渉レシーバ入力での干渉のパワー・レベル
ディジタル・レシーバの場合、影響の実用的なテストとして、被試験デバイス（DUT）の
ビット・エラー・レート（BER）テストまたはパケット・エラー・レート（PER）テストが
用いられます。PERテストの欠点は、良好な動作レベルと不良の動作レベルの間にどの
程度のマージンがあるかがわからないことです。この問題を部分的に解決する方法とし
て、必要な信号のレベルを受信に失敗する間際まで下げていく方法があります。別の方
法として、エラー訂正を頻繁に使用するシステムには、レシーバのディジタル信号プロ
セッサ（DSP）がどれだけ訂正を行ったかを示す仕組みが用意されているものもあります。
英国のディジタルTVのように、通常のユーザが信号品質の値を参照できる場合もありま
す。これは、PERやビデオ信号の観察よりも優れた指標となります。特別なテスト・ソ
フトウェアを使っても必要な情報が得られますが、このようなソフトウェアは一般的に
は入手できない場合があります。
この方法を使った場合でも、結果は被干渉レシーバの実装方法に依存します。干渉が被
干渉機器に与える影響を最も完全に理解する方法は、被干渉レシーバが復元したアナロ
グ信号を測定することです。シグナル・アナライザを使ってEVMの結果を監視すれば、
ビット・エラーの原因を推測することができます。特に、複合信号のタイム・キャプチ
ャを使ってビット・エラーとEVMエラーの相対的なタイミングを知ることができれば役
立ちます。
20
RF信号のカップリング
ほとんどの干渉はアンテナから被干渉機器に到達します（ただし、接続リード線からの
場合もあるので、リード線のアイソレーションには注意が必要です）。そのため、アン
テナからの干渉を測定すれば十分です。ただし、被干渉レシーバに対してケーブルで接
続した方が、はるかに再現性の高い測定が可能です。被干渉システムをできるだけ完全
に近い状態にしておいた方が測定のバラツキが抑えられます。
全測定経路の相互校正を行うには、図16の構成で、RF信号発生器の絶対レベル確度を利
用する方法があります。適切な任意波形（ARB）を使えば、DUTが認識できる信号を信号
発生器で作成できます。DUTに対応するアプリケーション・ソフトウェアから得られた
RSSI（受信信号強度表示）の結果を使って、DUT入力での基準パワー・レベルを定義でき
ます。テスト・ソフトウェアはDUTのサプライヤから得られる場合もあります。任意波
形もDUTサプライヤから入手しなければならない場合がありますが、タイム・キャプチ
ャ波形を使用することも可能です。この方法については39ページの「キャプチャしたタ
イム・レコードの使用」を参照してください。
被干渉アンテナ
干渉アンテナ
ケーブル・グランド用
フェライト・
アイソレータ
アナログ信号の
復元により
RF相互作用の詳細な
解析が可能
伝搬経路
RF
ダウン
コンバート
復調／
ユーザ・データ
復元
エラー訂正後のデータ復
元ではユーザの視点から
の情報が得られますが、
部分的な劣化はわかりま
せん。ただし、必要な信
号がすでに許容限界に近
い場合は別です。
校正経路
信号発生器が被干渉DUTに対して
正常に近い信号を発生
被干渉レシーバはデータを復元し、
PC/ソフトウェア・リンクまたは
内部アプリケーションを使ってRSSIを表示
図16. 信号発生器を使った経路損失の校正
経路損失は、校正済みのアンテナを使って別に測定する必要があります。経路損失を求め
る方法は、アンテナ・フィードへの可能なアクセス方法に応じて異なります。そのいく
つかについては、26ページの「アンテナおよびチャネル応答の測定」で説明しています。
21
干渉信号の作成
無線規格は進化し続けていますが、類似の特性を持つテスト信号を作成する方が、特定
の信号を正確にエミュレートするよりも役立つ場合があります。電源およびベースバン
ドとの間のRFアイソレーションが十分な無線モジュールでは、DUTの入力帯域幅よりも
広い帯域幅の信号を使えば十分な場合があります。パルスドまたはMB-OFDMのシミュ
レーションでは異なるセットアップが必要です。
周波数スイッチングOFDM
被干渉レシーバの帯域幅内では、MB-OFDM信号は被干渉レシーバの入力帯域幅よりも
広い帯域幅のRF変調ノイズ・ソースで近似できます。オン時間が312.5nsでオフ時間が
625nsの信号で3周波数システムでのバンド外UWBエミッションのワーストケースをシミ
ュレートできます。これに必要な機器は以下の通りです。
•
•
ESG-C+広帯域ARB、ノイズ・オプション403および外部パルス変調入力
3323xファンクション・ジェネレータ
ESGの内部ノイズ機能を使って、白色ノイズの帯域幅を80MHzに設定します。外部パル
ス変調を選択し、ファンクション・ジェネレータを使ってESGのRFのオン／オフをスイ
ッチングします。PRFは1.066MHz、パルス幅は312.5ns程度にします。図17にこの様子を
示します。
外部損失に対処するために、RF出力パワーを上げる必要があります。ESGの出力パワー
は、信号ピークの圧縮を避けるために、約+10dBmより上に上げてはいけません。バン
ド外のテストでは、特定の周波数レンジに対するスペクトラム規制で許容される最大値
にRFレベルを調整する必要があります。
図17. パルス・ノイズのスペクトラムおよび時間（リニア振幅）表示
22
パルスドおよびパルス変調
被試験レシーバの帯域幅の範囲内では、パルスド信号のスペクトラムはスペクトラム・
アナライザで測定すると非常にフラットに見えますが、タイム・ドメイン信号の統計値
は必ずしもガウス分布ではありません。
実際のDS-UWBシステムは、約1ns幅のシェーピングされたパルスを使って、局部発振器
を変調します。データをRF信号に乗せるために、パルスの位置、極性、あるいは形状ま
でもが変更されることがあります。汎用の機器でこれを正確にシミュレートするのはき
わめて困難ですが、いくつかの近似を使えば、このようなパルスド干渉に対するDUTの
感度を明らかにすることができます。
UWBパルスド信号源
広帯域のソリューションでは、高速パルス・ジェネレータを使用します。デュアル・チ
ャネル81134パルス・ジェネレータは、ノイズに似たバイポーラ・データ・ストリーム
を発生でき、2つのチャネルを使ってタイミング・オフセットを持つI/Q信号を作成する
こともできます。必要な機器は以下の通りです。
•
•
81134パルス・ジェネレータ
ESG-Cと適切な外部二重平衡ミキサ、またはPSGオプション015
構成は基本的に11ページの図6に示したものと同じです。PSGオプション015ではIまたは
Q入力が使用でき、デュアル・チャネル81134を使用するとI/Q両方を使ってQPSKを作成
できます。感度テストでは、まず単純に幅の狭いパルスを作成し、DUTに対する影響を
観察することもできますが、この種の信号はDS-UWBには無関係です。
DS-UWB信号を近似するには、81134のチャネル1とチャネル2をパワー・スプリッタで
結合します。データ・モードを使って、必要な+1、−1、0のステートを実現するように
データ・パターンをプログラムします。チャネル出力電圧はスプリッタの損失を考慮し
て2倍にする必要があります。チャネル間のタイミング差を補正するには、遅延調整を
使います。搬送波フィードスルーを最小にするために、わずかなDCオフセットが必要に
なることがあります。
チャネル1
0
0
1
1
チャネル2
0
1
0
1
出力
–1
0
0
1
必要なパワー・スペクトル密度（PSD）を1MHz帯域幅で得られるように、アベレージ・
ディテクタを使ってRF出力を設定します（例えば、中心周波数が3.1GHzと10GHzの間に
ある場合は−41.3dBm/MHz）。
23
帯域制限されたパルスド信号源
OFDM干渉の例と同様に、この方法もDUTレシーバのRF入力帯域幅内に現れる現象を再
現することに基づいています。DS-UWB信号のスペクトラム成分の一部だけが、ESGの
ARBを使って作成されます。この信号は、シミュレーションで得られたものでも、39ペ
ージの「キャプチャしたタイム・レコードの使用」の方法でキャプチャされた波形でも
かまいません。キャプチャ・スパンを小さくすると、タイム・レコードの時間を伸ばす
ことができます。
図18は、100MHzスパンの信号振幅がフル帯域幅の信号に比べて小さくなり、変調のタ
イム・ドメイン波形がノイズに近づくことを示しています。パルス・シェーピングはす
でに不明になっています。CCDF（44ページの「ピーク出力パワー、CCDF」を参照）か
ら、解析スパンが狭い方が信号振幅が統計的に均一に分布していることがわかります。
中心周波数でキャプチャすると、
（4104MHzの）搬送波の形跡が見られます。中心周波数
と異なる周波数に同調すると、測定に搬送波が含まれなくなり、この現象は見えなくな
ります。VSAソフトウェアは、リサンプリング・アルゴリズムにより、捕捉したタイ
ム・レコードに対してもこの計算を実行できます。
図18. DS-UWBに類似した信号の3GHz（上のトレース）と100MHz（下のトレース）の周波数スパン
でのスペクトラム・プロットとタイム・ドメイン・プロット。下の電圧トレース（中央）とCCDF（右）
から、解析帯域幅を狭めるほど信号の性質がノイズに似てくることがわかります。
図18で用いられているバンド・パワー・マーカは、PSDの測定方法を示します。通常要
求される1MHzよりも広い間隔でこれらが配置されているのは、FFT時間長が非常に短い
ことによるスペクトラムへの影響を避けるためです。1MHzの帯域幅に変換するには、
選択した帯域幅に10 logのスケーリングを行う必要があります。
24
5. コンポーネントおよび
ネットワーク測定
コンポーネントのインピーダンス／反射測定
RF信号の損失は、システム動作に悪影響を与えるので、防ぐ必要があります。損失の原
因の1つとして、インピーダンスの不整合（例えばアンテナとDUT入力の間の）がありま
す。数GHzレンジでの動作では、整合に特別な注意が必要です。
伝送ラインの性能を調べる方法として、非常に高速な電圧ステップまたはパルスを使用
するTDRという方法が知られています。UWBのインピーダンス整合を評価する際にも、
この方法を利用することができます。
図19. プリント回路基板上のフィルタでのTDR反射
基本的な仮定として、DUTの帯域幅は非常に広く、低周波まで伸びているとします。そ
うでないと、結果に歪みが生じます。テスト信号の電圧ステップがラインに沿って伝搬
する間に、ラインのインピーダンスが変化すると、信号の一部が反射されます。パルス
の繰り返し周波数は、予想される最も長い遅延に対応できるように低くする必要があり
ます。
86100をテスト・ツールとして使ったときの代表的な応答を図19に示します。この単純
な例では、画面上の現象と回路の問題とを容易に結び付けることができます。測定の確
度を上げるため、さらに進んだ方法が工夫されています。詳細については、72ページの
「付録B：推奨文献」に記載された文献を参照してください。
以下のような場合、電圧パルス法では問題が生じます。
•
•
•
テスト信号を扱えないアクティブ・デバイスが回路内に存在する場合
回路が帯域制限されていて反射信号が歪み、表示の解釈が困難になる場合
テスト対象の回路の前にRF減衰があって、反射された成分の振幅が小さくなる場合
別の方法として、ベクトル・ネットワーク・アナライザを使用する方法があります。こ
の方法では、信号源のパワーを変化させることができ、同調レシーバによってダイナミ
ック・レンジを広げることができます。さらに逆フーリエ変換を使用して、周波数ドメ
インからタイム・ドメインへの変換が可能です。この方法はさらに発展して、被試験シ
ステムの特定の部分だけを観察する高度なウィンドウ関数を使用できるようになってい
ます。
25
周波数ドメイン・パラメータの選択により、タイム・ドメインでの表示が影響を受けま
す。S11プロットが影響を受ける場合、タイム・ドメインも影響を受けます。例えば、
•
•
テスト周波数によって、時間／距離分解能が決まります。
周波数ポイント数によって、隣接する事象の分解能が決まります。
測定の基礎となる原理は、1つの周波数ポイントの電圧は信号がシステムを通過する際
のすべてのシステム応答のベクトル和であるということです。したがって、テスト信号
の周波数は、有意な応答がすべてセトリングするのに十分な時間安定していなければな
りません。このことが問題になる場合はそれほど多くありませんが、周波数応答が急峻
なフィルタでは問題になる場合があります。
アンテナおよびチャネル応答の測定
IEEEのプロセスでは、異なる無線の比較を可能にするため、チャネル・モデルに関する
合意が必要です4。従来の狭帯域のモデルでは周波数に無関係な散乱を仮定していました
が、UWB信号のきわめて広い周波数レンジではこの仮定が成り立たないため、新しいモ
デルが必要になりました。IEEEのモデルは複雑な式で、主な変数として、過剰遅延、
rms遅延拡散、有意なマルチパス成分の数があります。
最も簡単なチャネル測定はサンプリング・オシロスコープを使ったもので、高レベルの
パルスをテスト信号として使用します。より詳細な解析には通常ネットワーク・アナラ
イザが用いられます。これはIEEEのチャネル・モデルの導出に用いられた方法の1つで
す。図20に示すように、RF信号源を別に用意することにより、テストのレンジを広げる
ことができます。基準アンテナを使えば、アンテナ・パターン測定も可能です。
受信アンテナ
送信アンテナ
RF信号源
基準アンテナ
テストIF
（レシーバA
入力へ）
PSGシリーズ信号発生器
PSGトリガ出力
基準IF
（レシーバR1入力へ）
PSGトリガ入力
LO信号源
（PNA信号源出力から）
PSGシリーズ・
ネットワーク・
アナライザ
PSGトリガ入力
PSGトリガ出力
図20. ベクトル・ネットワーク・アナライザと外部RF信号源を使ったアンテナ・パターンおよび
チャネル応答測定のための広帯域のテスト構成
26
3番目の方法は、リアルタイム・オシロスコープとポストキャプチャ解析を組み合わせ
るものです。この方法はオシロスコープと外部増幅器のダイナミック・レンジの制限に
影響されますが、最も完全なチャネル・データを収集できます。2チャネルのオシロス
コープで信号を捕捉し、測定データの相関を取ることにより、信号の相対的なタイミン
グを観察できます。チャネルが安定していれば、ベクトル・アベレージングによりノイ
ズの影響を除去できます。表4にそれぞれの方法を示します。
表4. UWB経路損失測定のさまざまな方法の比較
サンプリング・
ネットワーク・
オシロスコープと
アナライザ
パルス・ジェネレータ（ENA、PNA）
（86100）
リアルタイム・
オシロスコープ
（54855）
と解析ソフトウェア
（89601）
得られる情報
簡単。リアルタイム。
経路が比較的単純で、
テスト信号パルスの
間隔が十分大きい場合
に直観的な理解が可能
IEEEモデルのベクトル
情報に使用。正弦波掃引
テスト信号。FFTを使っ
て時間応答を抽出
DUT送信信号が使用
可能。時間遅延の理解
が可能
測定に影響する
成分の分離
限定的。振幅のみ
良好。標準の校正手法を
使ってS21などのポート
測定の確度を改善可能
良好。イコライザを使っ
てアンテナ応答を除去。
イコライザ・データと
モデルを比較可能
ダイナミック・
レンジ
広帯域ノイズ・フロアや、最高、特に外部信号源を
不要なLOフィードスルー使用した場合。ケーブル
などの干渉信号のためにのRFリーケージに注意
制限される
オシロスコープのADC
分解能に制限される。
外部LNAが必要。表示
されるトレース振幅が
できるだけ大きくなる
ようにする
27
イコライザ特性の使用
固定イコライゼーションを使えば、2つの測定チャネルが同一の応答を持つように見せ
ることができます。これにより、周波数ドメインまたはタイム・ドメインでスティミュ
ラス−レスポンス測定が可能です。これは周波数ドメインの正規化よりも強力な手法で
すが、使用には注意が必要です。2チャネル測定で固定イコライゼーションを使用した
例を図21に示します。
54855オシロスコープ
低雑音増幅器、
Agilent 8449Bなど
電圧
時間
テスト信号
パワー・スプリッタ、
Agilent 11636Bなど
被試験経路またはデバイス
図21. ディジタイズした信号を使った時間相関／コヒーレンス測定
89601 VSAソフトウェアと58455オシロスコープを使ったスティミュラス−レスポ
ンス測定の手順：
1. 広帯域信号をスプリッタを介してチャネル1とチャネル2に接続します。信号は、イコ
ライゼーションの対象となる周波数バンドのすべてにわたってエネルギーを（平均的
に）持つ必要があります。最適な信号は、白色ノイズ、チャープ、ノイズに似たディ
ジタル変調信号（OFDM）です。信号は周期的でなくてもかまいません。
2. MeasSetup > Average > RMS（Video）
表示分散ノイズが十分小さくなるようにアベレージング数を選択します。
3. Trace > Data > ChX > Coherence
コヒーレンスはスパン全体にわたって1に近い必要があります。コヒーレンスは通常
アベレージング数とともに増加します。スパンの特定の部分でコヒーレンスが常に小
さい場合は、その部分にエネルギーを持つような信号に変える必要があります。
4. Trace > Data > ChX > Freq Response > Save > D1
データを抽出して外部で利用できます。
5. Utilities > Fixed Equalization > Equalization > Ch2 > D1、または
Utilities > Fixed Equalization > Equalization > Ch1 > D1 > Invert
6. もう一度測定すると、周波数応答の振幅と位相がフラットになるはずです。
28
マルチパス反射とウェーブレット
ウェーブレット解析は、ウィンドウを使ったスペクトラム解析の一種です。一様な時間周波数領域での短時間のフーリエ解析と異なり、ウェーブレット解析は時間-周波数平面
を一様でない領域に分割します。
UWBに関しては、ウェーブレットという用語は、マルチパス伝搬および被干渉レシーバ
から見た複合信号レベルとの関連で用いられます。これは、既存の無線システムに対す
る多くのUWBデバイスの影響を理解するために重要です。
図21の構成では、このような信号の時間相関を観察できます。20ページの「デバイス・
テストの構成」で説明したように、特定の種類の無線機に対する影響は、その帯域幅と
変調方式によって異なります。図18に示したように、UWB信号は狭帯域レシーバにとっ
てはノイズに似ていますが、瞬時ベクトル和は経路の周波数応答にも依存します。使用
する相関時間間隔により、スペクトラム・アナライザのエンベロープ振幅ディテクタは、
マルチパス信号が相関のないノイズであるかのように応答します。この問題はスペクト
ラム規制機関で検討中ですが、一部のデバイスに対して許容される送信パワーに影響す
る可能性があります。
差動ネットワーク解析
低電圧電源の使用と、ディジタル回路とアナログ回路の間の結合を減らす必要性から、
差動回路が無線機器のデザインにおいて標準的な手法として急速に普及しつつありま
す。UWB無線機では、2つの理由で差動コンポーネントの測定に特別な注意が必要です。
1つは、必要な位相整合を持つ実用的なバランを作成することが困難なことです。この
ため、差動接続をシングルエンド接続に容易に変換することができません。もう1つは、
RFとIF/ベースバンド信号周波数の間のセパレーションが低下するので、モード変換によ
るさまざまなコンポーネントのアイソレーションの制限を十分に理解することが一層重
要になることです。
デバイスは2つのモードでテストする必要があります。1つは差動モード、もう1つはコ
モン・モードです。図22に、完全な平衡デバイスの信号の関係を示します。
差動-コモン・モード変換
差動モード信号
SCD21
EMIの発生
ポート1
ポート2
EMIの影響を受ける
コモン・モード信号 EMIまたはノイズ
コモン・モード差動変換
SDC21
図22. 差動デバイスの信号の呼び方。互いに相手を基準とする信号が差動モード、グランドを基準と
する信号がコモン・モードです。デバイスによっては、入力または出力でシングルエンド（不平衡）
信号への変換が行われる場合があります。
29
ベクトル・ネットワーク・アナライザにポート、新しい測定機能、エラー訂正手法を追
加することで、差動解析が可能になりました。シングル・ポートのテスト信号を使って、
ミックスド・モードの解析が行え、信号のモード間の変換を表示できます。S21だけでな
く、スティミュラスとレスポンス・モードも指定できます。図22では、SDC21とSCD21の
例を示しています。通常のSパラメータと同様に、添字では応答モードが先に書かれて
います。
リニア解析の場合、優れた測定確度が得られ、コモン・モード除去比などの多くの重要
な特性を詳細に評価できます。
アクティブ・コンポーネントの場合は、リニア解析とノンリニア解析の両方が必要です。
非常に広い帯域幅にわたって真の差動（180º）テスト信号を作成することは簡単ではあり
ません。実際のエラーのメカニズムに関する深い考察が必要です。
表5に、さまざまな方法の利点と問題点を示します。
表5. 差動デバイスの3つのドライブ方法の問題点
リニア解析
ノンリニア解析
ミックスド・モード
各ポートを独立にドライブ。
結果を数学的に導出して補正
優れたパラメータ・カバ
レージと確度
良好。コモン・モード入力パラメ
ータには、高い信号レベルで誤差
が生じることがある。これは実用
的にはそれほど問題でない
バラン
誤差補正が限定されるため、
最高性能のカスタム・パーツ
の作成が必要
コモン・モード情報を分離できない
バランの不完全さにより
テストする帯域幅全体にわたって
差動モードの結果に誤差
正しい位相関係を実現できれば可
が生じる
ハイブリッド・ジャンクション
シングル・ポート・ドライブ
だが、フィードバックにより
リニア誤差補正が可能
最高
良好。
ハイブリッド・ジャンクションの
デザインによって性能が制限される
図23に、ハイブリッド・ジャンクションを使った新しい方法の構成を示します。この方
法では、すべてのリニア測定からハイブリッド・ジャンクションによる誤差を除去でき
るので、単なるバランよりも良好な結果が得られます。
ポート1
プリント基板
ポート3
ポート4
ポート2
校正面
ハイブリッド・
ジャンクション
校正面
ディエンベディング
ポート延長
図23. ハイブリッド・ジャンクションを使ったデバイス・テストの基本構成
差動デバイスの測定をさらに簡単に行えるようにするために、研究が続けられています。
ハイブリッド・ジャンクションのサプライヤおよびその他の最新情報については、www.
agilent.co.jp/find/enaを参照してください。
30
デルタ（差分）EVM
従来のネットワーク解析では、テスト信号として周波数掃引または振幅掃引の正弦波を
使います。これに対して、現実に近いさまざまなテスト信号を使ってシステムを解析す
れば、非線形性の影響がより明確になり、モデリングとシミュレーションから実際のハ
ードウェア解析への移行が簡単になります。
54855オシロスコープ
および89604Aソフトウェア
トリガ
サンプリング・レートを
最大に設定
電圧
時間
テスト信号
パワー・スプリッタ
被試験デバイス
注記：入力信号はADS、MATLAB®などの
シミュレーション・データでも可
図24. 89604ディストーション・スイートを使ったテスト構成
図24のように、89604ディストーション・スイート・ソフトウェアは、デバイスの入出
力信号のタイム・レコードを使用して、非線形性の本質を示し、ベスト・フィット曲線
の係数を算出できます。
図25. 802.11 OFDM波形をテスト信号として使った89604ソフトウェアのサンプル・プロット
31
89604の結果には、一般的な性能指標であるデルタEVMが含まれています。これは無線
規格におけるEVMとは別のものです（表6参照）。無線規格におけるEVMは、使用する信
号の種類と、EVM基準を作成するためのイコライゼーションの大きさを仮定しています。
UWBデバイスの場合、EVMの結果はサンプリング・ノイズによって制限される可能性
があります。この影響を最小にするために、オシロスコープのサンプリング・レートを
最大にします。これにより、アベレージング回数を増やすことができます。
表6. 従来のEVM測定とデルタEVM測定の比較
従来のEVM
ビットの検出に復調器が必要
デルタEVM
1つの入力チャネルを基準として使用。
復調は不要
ビットを使ってノイズのない完全な基準を合成
理想信号や、信号が変調された搬送波で
あることを仮定しない
DUTへの入力が理想信号であると仮定
基準チャネル測定のノイズにより測定の
確度が低下
シンボル間隔における計算値
すべてのタイム・サンプルを使って計算。
信号帯域幅を制限する測定フィルタはない
図25では、タイム・ドメインの入力波形と出力波形が下に示されています。この例では、
テスト信号としてOFDM信号を使用しています。上は利得と位相歪みで、5次多項式のベ
スト・フィット曲線が表示されています。図26に、多項式の抽出を示します。振幅確率
密度関数とCCDFが図25の中央にプロットされています。このソフトウェアでは、リニ
ア位相差およびタイミング差を除去しますが、信号からリニア歪みを除去する際にアダ
プティブ・イコライゼーションと同等の処理は行いません。
図26. 89604の構成オプションとカーブ・フィッティングの結果
32
6. トランスミッタ測定
以下で説明する測定は、DUTの種類（パルスまたはOFDM）とテストの目的によって分類
されています。テストの詳細はまだ開発中ですが、以下の分類になると予想されます。
測定
テスト目的
出力パワー、パワー・スペクトル密度
レンジ、バンド内干渉
ピーク出力パワー、CCDF
干渉、相互運用性、レンジ
スペクトラム占有、スペクトラム・マスク
バンド外干渉
隣接チャネル性能
レンジ、相互運用性
変調解析
レンジ、相互運用性
周波数確度および安定度
レンジ、相互運用性
テスト条件と測定セットアップ
アンテナ／チャネルとトランスミッタまたはレシーバのパラメトリック・テストは、一
般に個別に行われます。アンテナや実際のネットワークを使用すると、注意深く制御し
ない限り大きな不確かさが生じます。ここで説明するテストのいくつかは実環境でも行
えますが、一般的にはケーブルによるRF接続の使用を想定しています。これは再現性の
高いレシーバ感度測定のために不可欠です。
マイクロ波信号の動作は、多くの人がなじんでいるオーディオ信号やディジタル信号と
は全く異なります。RFテストが初めての場合は、測定する前に情報を集めておくことを
お勧めします。
トランスミッタのテストには主に2つの構成が用いられます。それらの違いは、信号イ
ンタフェースと、デバイスを制御する方法にあります。1つめの方法はRF/アナログのみ
の回路に適し、もう1つの方法はUWBデバイス全体に適しています。図27に、RF/アナロ
グのみの回路に対する構成を示します。回路の制御には専用ハードウェアが必要です。
ベースバンド信号が3レベルのディジタル信号の場合は、81134パターン・ジェネレータ
の2つのチャネルを使って作成できます。詳細については、23ページのUWBパルスド信
号源の説明を参照してください。81134は、特定のパターンを発生させたり、非常に長
いランダム・シーケンスを発生させるようにプログラムできます。
外部任意波形発生器または（実際の無線機の）専用デバイスをOFDMの変調信号源として
使用することができます。変調精度を向上させるためには、測定がフォーマットを認識
できる必要があります。「デルタ（相加性）EVM」
（31ページより）で説明したデルタEVM
法では任意の信号が使用でき、テスト信号が完全でなくても良好な結果が得られます。
別の方法として、テスト信号の変調方式を、使用可能な解析機能に合わせることもでき
ます。
33
PSA
掃引スペクトラム・アナライザ
被試験デバイス
ベースバンド・
データ／パケットの
フォーマット
IF
DUT
RFアップ／
ダウン
コンバート
RF
54855
20 Gサンプル/s 6GHz
リアルタイム・オシロスコープ
変調FPGA/DAC
パワーアンプ／
ディテクタ
コントローラ
81134 12Mb
データ・パターン／
パルス・ジェネレータ
差動信号
RF
IF
超高速
フォーマット・
データ
（LVDSなど）
+1、0、-1の
信号レベル
I, Q
デュアル任意波形発生器
注記：81134の2つのチャネルを使って、
[> 250MHzの帯域幅]
3レベルのパルスまたはI信号とjQ信号を
作成できます。データ・パターンを長い
I/Q経路校正
PRBS（最大2 31）に設定することで、広
波形校正
帯域のノイズに近い信号を作成できます。
図27. RF/アナログ回路のトランスミッタのテスト構成
等価等方放射電力（EIRP）
実際のシステムのアンテナは特定の方向に送信パワーを集中するように設計されてい
て、放射効率は実装に依存します。したがって、異なるハードウェアの性能の比較は困
難です。このため、一部の測定では等価等方放射電力（EIRP）が用いられます。物理測定
ではリモート・アンテナをテストに使用しますが、これは認証（または認証前）テスト以
外には実際的ではありません。デザイナは個々のトランスミッタとアンテナの特性を理
解する必要があります。EIRP測定には、テスト室内の伝搬に依存するオフセット係数が
必要な場合があります。「アンテナおよびチャネル応答の測定」の末尾にあるウェーブ
レットに関する注記も参照してください。
FCC規制では、屋内用でも屋外用でも、外付けアンテナの使用を認めていません。ETSI
では、認証テストにアンテナを含めることを要求しています。アンテナ測定については、
26ページの「アンテナおよびチャネル応答の測定」を参照してください。
相互運用性テスト
トランスミッタ・パラメータの中には、制御しない場合、UWBシステムの性能が低下し
たり、異なるデバイスが一緒に動作しなくなったりするものがあります。このような状
況を防ぐためのテストが開発される予定です。現時点ではこのようなテストは存在して
いません。
このアプリケーション・ノートでは、トランスミッタ・テストについて最初に説明しま
す。これは、トランシーバのいくつかの問題の発見が送信出力の解析によって容易にな
るからです。
「信号作成と変調」
（8ページより）のブロック図を見ると、その理由がわかります。周波
数のアップコンバートとダウンコンバートで局部発振器を共用しています。レシーバに
影響するLOの障害の多くは、送信にも現れます。
34
ハードウェアのプロービング
モジュールのデバッグには非常に高速なプローブが必要であり、信号ラインに差動信号
が用いられることも多くあります。最新の差動プロービング・システムは非常に帯域幅
が広く、コモン・モード除去比が高くなっています。図28にシングルエンドと差動のプ
ローブ・ヘッドを示します。Agilentスペクトラム・アナライザやネットワーク・アナラ
イザでの6GHzまでの差動測定には、Agilent E2696A汎用6GHzプロービング・システムを
使用できます。
図28. 1134Aシングルエンド／差動プローブ・ヘッドの写真
差動プローブを観察すると、意外な利益があることがわかります。差動プローブの帯域
幅は同等のシングルエンド・プローブよりもかなり広くなります。これは、低インダク
タンスのグランド接続を実現するという問題が存在しないからです。図29aと29bに、
1134Aプローブの主な性能パラメータのプロットを示します。
シングルエンド
差動
シングルエンド
差動
図29a. シングルエンド・プローブと差動プローブの周波数応答
b. シングルエンド・プローブと差動プローブのCMRR
35
測定のトリガ
タイム・ドメイン測定でのパルスドRF搬送波によるトリガ
最も信頼性の高い測定方法は、ＤUTをドライブするベースバンド回路からトリガ信号を
発生させることです。しかし、このような信号はプロトタイプ以外では利用できない場
合が多いので、RFに対するレベル・センシティブ・トリガが用いられています。
パルスドUWBで安定したタイム・ドメインRF測定を行うためには、固有の問題がいく
つかあります。これは、RF搬送波と変調信号の位相関係が変動するからです。
図30のトレースにその問題が示されています。固定電圧トリガはパルス波形内のさまざ
まなポイントで発生するため、復元された波形にジッタが生じます。
トリガ電圧
THoldoff = n/PRF – 1/fRF
= 3/75 – 1/400 µs = 37.5 ns
図30. 4ns、400MHzのパルス波形、75MHzのパルス繰り返し周波数（PRF）レート
パルス変調とRF搬送波の間に一定の安定した関係がある場合は、トリガ・ホールドオフ
を使って表示波形の安定度をある程度向上させることができます。このためには、これ
らが共通の基準周波数発振器を使用している必要があります。
オシロスコープで、トリガ・ホールド・オフ値を次のように設定します。
THoldoff = n/PRF – 1/fRF
ここで、nはRF周期とパルス周期の最小公倍数です。
36
安定したトリガを確立すると、包絡線復調を使って振幅のみの測定ができます。統計分
布解析を使えば、パルスの予期しない動作を発見できる場合があります。図31に、
81134パルス・ジェネレータを使ったダブル・パルスの例を示します。
図31. ダブル・パルス、400MHzの搬送波（75MHz PRF）
「パルス変調RF」
（11ページ）で述べたように、ポストキャプチャ解析ソフトウェアは変
調された信号のエンベロープを表示でき、複雑な変調方式に適しています。また、オシ
ロスコープの拡張トリガ機能を使えばさらに複雑なイベントでのトリガも可能です。図
32に、このためのユーザ・インタフェースを示します。オシロスコープに対するSCPIコ
マンドをコマンド・ラインから入力します。
図32. 89601の複雑なトリガ・コマンドの入力フィールド
注記：使用可能なトリガ設定は、カスタマ・トリガ・コマンドを入力する前に89601で用い
られていたホールドオフ・タイプに依存します。<Low Duty Cycle>を選択し、メイン・ユ
ーザ・メニューでトリガを有効にしてから、新しいトリガ条件を入力します。89601を使用
する場合とオシロスコープをスタンドアロンで使用する場合とでは、トリガ・ホールドオフの
動作に違いがあります。詳細については89601のオンライン・ヘルプを参照してください。
37
スペクトラム測定でのMACデータ・フレームおよびMB-OFDMシンボルによるトリガ
変調されたRF信号のスペクトラムは、時間とともに変化します。バースト・ベースの無
線システムの多くには、プリアンブルなど、スペクトラムの性質がデータ内容と大幅に
異なる特定のイベントが存在します。図33に示すように、さまざまな異なるタイミング
間隔があります。無線LANの場合、これらの一部は従来のスペクトラム・アナライザと
タイム・ゲーティングを使用して測定できます。UWBの場合はおそらくこれらは短すぎ
ますが、いくつかの実験は可能かもしれません。このような特定のイベントの測定には、
トリガ信号が必要です。多くのスペクトラム・アナライザは、包絡線復調を使ってこれ
らを内部で作成します。これはパワー・センサが広帯域なのと同じ理由で広帯域ですが、
信頼性の高いトリガをパルスから発生させることができる速度は、トリガ回路のビデオ
帯域幅によって決まります。トリガ・オプションは、スペクトラム・アナライザのモデ
ルによって異なります。使用可能なトリガ信号については、図34のスペクトラム・アナ
ライザのブロック図を参照してください。
フレーム間隔[IFS] - 可変長
MACフレーム[可変長]
MB-OFDMシンボル周期
各シンボルでの
信号エンベロープ
シンボル間ドロップアウト
図33. MB-OFDMの信号エンベロープのタイミング間隔とドロップアウト
RFフレームの長さは通常200∼1000µs程度で、フレーム間隔は大きく変化します。MBOFDMの場合、1つのシンボルの長さは312.5nsで、457kHzまたは1.066MHzのレートで異
なる周波数で送信されます。ESA/PSAスペクトラム・アナライザのエンベロープ・トリ
ガ帯域幅はこれらの信号に対しては十分高速ですが、個々のパルスに対しては不十分で
す。そのためパルス・スペクトラム診断にはオシロスコープと89601ソフトウェアを組
み合わせて使用する必要があります。
周波数選択トリガは、これまでビデオ・トリガによって実現されていました。UWBテス
トでは、明らかな問題が生じます。信号経路のスイッチングにより、ピーク・ディテク
タ使用時にはビデオ・トリガが使用できますが、アベレージ・ディテクタ使用時には使
用できない可能性があるからです。実際には、この種の診断解析には掃引アナライザの
ピーク・ディテクタで十分であると考えられます。
38
キャプチャしたタイム・レコードの使用
54855ディジタイジング・オシロスコープと89601ソフトウェアを組み合わせることで、
目的の信号を容易にキャプチャできます。キャプチャが終わったら、以下が可能になり
ます。
•
•
キャプチャ中の設定と無関係に、複数のパラメータによる解析が可能
信号スペクトラムの再生スピードを遅くして、特定のイベントの識別が可能
Meas Setup > Time > Max Overlap（数値が大きいほどトレース更新レートが下
がります）
Control > Playerで、現在表示されているタイム・レコードの部分を示す移動ポイ
ンタが表示されます。
•
•
•
•
解析中心周波数、スパン、測定帯域幅をキャプチャ後に変更可能。ただし、変更後
のスパンは最初のキャプチャ・スパンに含まれている必要があります。
キャプチャしたファイルをメールで送信してリモートでトラブルシューティングが
可能
ADSシミュレーション・ソフトウェアに転送してデバイス・モデルに統合
任意波形発生器とPSGの組み合わせによる（変調帯域幅の範囲内での）、干渉テスト
などのさまざまなデバイス・テストのための信号の作成
図34に、この種のデータ・キャプチャのためのテスト構成を示します。58ページの
「OFDM」も参照してください。
54855
ディジタイジング・
オシロスコープ
レコード
再生
PSG信号発生器
メモリ
DAC
DUT
ドライバ
DAC
DUT
デュアルARB
2
実際の信号
1
RFレプリカの
作成
ポストキャプチャ解析
および
トラブルシューティング
図34. トラブルシューティングやレシーバ・テストのための信号キャプチャの方法
39
テスト・モード
プロトタイプ段階では、テスト・モードが必ず使用されます。テスト・モードの目的は、
無線機全体を動作させなくてもシステム・コンポーネントを単独で検証できるようにす
ることです。認証テストにもテスト・モードが必要な場合があります。これらのテスト
を修正したものが、サブシステム・コンポーネントの製造に用いられることもあります。
規格によっては、無線によるテスト・モード（信号ループバックなど）を規定しているも
のがあります。これは、型式適合テスト、特にレシーバ・テストを容易にするためです。
テスト・モードの開発は余分な負担になりますが、無線機の研究開発からホスト・デバ
イスへの組込みと製造に至るまでの道筋が大幅に容易になる効果があります。
現時点では、UWB無線機に対する標準化されたインタフェースはまだ定義されていませ
ん。表7は、デザイン評価において歴史的に有効と認められてきた機能を示しています。
DUTがスペクトラム規制要件を満たすことを確認するには、通常いくつかのトランスミ
ッタ・テスト機能が必須になります。
なおデバイス・テストの場合、OFDMシステムの副搬送波などの単純なテスト信号を使
用できる場合もあります。
表7. 基本的なテスト・モード機能
テスト機能
デバイス制御
トランスミッタ
出力パワー
注記
送信パワーの制御
スペクトラム特性
PN9、15データ・シーケンス
信号を白色化。再現性の高い結果を
得るにはシードとして値0を使用。
変調特性
定義済みビット・パターン、0、
1、01、10、PN9、PN15
スクランブリング／暗号化の
オン／オフ
特定の問題の識別が可能。
規制テストに用いられる最大パワー。
パワー・メータを使った単純なトランス
バーストのオン／オフ
ミッタ・テスト。通常はバーストをオン
にすると最良のテストが可能。
ホッピング・オフ（該当する場合）バンド内スペクトラム・マスク・テスト
が可能。
スペクトラムとEVMの測定値の変動を
低減。
レシーバ
感度／干渉テスト
ホッピング・オフ（使用される
場合）
確認応答パケットのオン／オフ
DUTが任意のパケットを回復できるか、
必要なペイロードを定義する必要あり。
確認応答パケットは、外部からPERを
チェックする簡単な方法。
オフにするとテスト速度が向上。
IEEE 802.11 無線LANレシーバ・テストは、テスト・モードが定義されていないため標準
化されていません。ループバック・メカニズムがなくても、適切に構成された単独のテ
スト・パケットに対してDUTがACKパケットを返すようにできれば、UWBテストはよ
り簡単になります。ペイロードは、シード0の繰り返しPNシーケンスのように、簡単に
作成できるものを選ぶ必要があります。
40
パワー
ここで説明するすべてのパワー測定は、測定セットアップに用いられるケーブルやその
他のRFコンポーネントの損失とインピーダンス不整合の影響を受けます。周波数レンジ
に適合するパーツを使用することが重要です。SMAパワー・ディバイダに見えても、実
際は単なるTピースである場合もあります。
あらゆる信号の真の平均パワーを記録する最も簡単で最も正確な方法は、温度センサを
備えたパワー・メータを使用する方法です。IEEE 802.15.3a無線機の場合、結果は−10
∼−3dBmの範囲内になるはずです。この方法の欠点は、信号の時間と周波数に関する
性質についてほとんど何もわからないことです。しかし、それがアンダーレイ・テクノ
ロジーで重要なのです。
RF帯域幅とビデオ（復調）帯域幅の区別
RF測定帯域幅は、ビデオ（復調）帯域幅とは異なります。信号のタイミング特性によっ
ては、ピーク・パワー・メータを使って時間に対する応答を表示できますが、周波数に
対する応答は表示できません。広帯域ディジタイザ（オシロスコープ）を使えば両方を表
示できます。掃引スペクトラム・アナライザとは信号の検波方法が異なるので、測定結
果に多少の違いが出ることがあります。表3に、さまざまな特性を測定するためのオプ
ションを示します。
表8. UWB信号のパワー特性測定のための機器選択
時間
応答
周波数
応答
PSD
テスト
真のピーク
および
CCDF
スプリアス
信号
基本
パワー測定
の確度
不可
不可
不可
不可
不可
最高
パワー・メータと
ピーク・ディテクタ
基本的
基本的
不可
不可
不可
優秀
掃引スペクトラム・
アナライザ
（アベレージ・
ディテクタが必要）
不可
可
可
不可
可
良好
オシロスコープと
測定ソフトウェア
可
表示信号の
瞬時帯域幅
可
可
不可
良好
パワー・メータと
温度センサ
パワー・スペクトル密度、アベレージ検波
パワー・スペクトル密度（PSD）は、UWBトランスミッタの主要な規制性能テストです。
スペクトラムの狭い部分に含まれるパワーを測定します。PSDは任意の帯域幅で測定で
き、測定帯域幅が1Hzでない場合でも、dBm/Hzにスケーリングできます。測定帯域幅が
狭い場合は、測定に時間がかかりますが、測定帯域幅が広すぎると、スペクトラム応答
の不要なピークを識別できない可能性があります。
米国では、FCCドキュメント02-48（CFR Part 15、August 2003、Appendix F）により、UWB
トランスミッタの1MHz帯域幅での1msの時間平均PSDの測定と、3MHz帯域幅でのピー
ク・パワーの評価が要求されています。どちらの測定も、掃引スペクトラム・アナライ
ザの使用を想定しています。許可された周波数バンドに渡ってDUTのPSDが規定の最大
値を超えないようにすることで、UWBの周波数バンドで動作している他のレシーバから
見た信号対干渉比の上限を規定しています。他の周波数で動作しているデバイスを保護
するためには、別のテストが用意されています。グラフ上ではPSD測定はスペクトラ
ム・プロットに似ています。
41
スペクトラムのフラットネスで決まる全送信パワー
全使用可能周波数レンジに適用される制限値で効率よく動作するように設計するには、
トランスミッタができる限り平坦な周波数応答を持つようにする必要があります。これに
より全パワーが最大になり、ユーザにとって最適な伝送範囲が得られることになります。
図35は、LOフィードスルーと振幅の非平坦性の両方の影響で劣化したノイズ変調信号の
例です。DUTがPSDテストに合格するためには、信号の出力パワーを下げる必要があり
ます。
搬送波リーケージ・スプリアス
応答の非平坦性
（ミキサによる）
図35. PSDのフラットネスが悪い例
掃引時間
規制テストでは、掃引トリガはパケットを持つデータ構造のどの部分でもありません。
掃引時間は1msの測定間隔によって決まります。信号は1msの間スパンの任意の1MHzの
部分にあるはずです。これにより、変調不良の影響が大幅に減少し、高速な周波数スイ
ッチングがある場合でもその影響を受けにくくなります。
42
パワー測定でのアベレージ（RMS）ディテクタの使用
アベレージ・ディテクタは、最近のスペクトラム・アナライザだけに装備されています。
重要なのは、測定結果がスパンの各部分に対して計算された真の平均パワーだというこ
とです。すなわち、ある周波数でDUTが連続的に送信していない場合、トレースの位置
がシフトします。周波数スイッチングやパケット・ベースの伝送では、送信が不連続に
なります。
RMSディテクタを使うと、ユーザ選択の任意の周波数レンジ内のRF信号の平均パワーを
測定でき、パワー・メータと同じ測定値が得られます。図36のプロットは、広帯域ノイ
ズ・ソースに対する測定結果を示しています。1つは固定の搬送波周波数に対するもの
です。もう1つのプロットでは、搬送波が2つの周波数の間で高速なホッピングを行って
います。トレースに記録されたレベルとバンド・パワーは、正しく表示されます。この
ことから、この種の測定は信号パルスのオン／オフには間接的にしか影響されないことが
わかります。
平均パワーはやはり0dBm
バンド・パワー・マーカによる
0dBmの平均パワー
アベレージ
基準
ライン
−3dB
図36a. 500MHz搬送波上の5MHzノイズ・ソース
b. 同じ信号で2つの周波数の間を50:50の比でホッピングするもの
図37では、低い周波数での時間を67%に増やしています。信号がパルスの場合でもホッ
ピングの場合でも、トレース・レベルは静的な周波数の場合よりも次の式にしたがって
低下します。
10log(ton/(ton+ toff))
注記：通常のマーカ（アベレージ・ディテク
タを使用した場合）とノイズ・パワー・マー
カとの間には、0.25∼0.5dBの違いがあり
ます。これは、ノイズ帯域幅とRBWフィル
アベレージ・ディテクタはノイズに似た信号の測定に適しており、期待通りの結果が得
られます。ただし、古いスペクトラム・アナライザにはこのディテクタを備えていない
ものがあります。46ページの「パルスドRF信号の掃引スペクトラム測定」では、いくつ
かの違いについて説明し、ビデオ帯域幅設定に関する重要な注記を記載しています。
RMSディテクタを使用するようにスペクトラム・アナライザを設定した後、マーカとピ
ーク・サーチ機能を組み合わせて使用することで、最大PSDを見つけることができます。
タの3dB帯域幅との間のわずかな違いが原
因です。詳細については、アプリケーショ
ン・ノート1303を参照してください。
0dBmの全平均パワー
67:33%の比
10log(0.33)
= −4.8dB
図37. 67:33の比の周波数スイッチング信号
43
掃引スペクトラム・アナライザを使ったピーク・パワー測定
分解能帯域幅がUWB信号の占有帯域幅を超えていないと、掃引スペクトラム・アナライ
ザで信号のピーク・パワーを正確に測定することはできません。ただし、他の無線機の
応答を近似することはできます。いくつかの測定方法では、50MHzのRBWが使用されま
す。これは、RBWを被干渉レシーバの最も広い帯域幅以上にするためです。実際に、再
現性の高い結果を得るには十分な注意が必要です。RBWフィルタの精度は一般的に帯域
幅が広いほど低下し、ビデオ（インパルス）応答がそれに合わせて増加しない場合があり
ます。アナライザをゼロ・スパンに設定すると、ステップ／インパルス応答を調べるこ
とができます。
狭い帯域幅でのピーク測定により、問題を引き起こす可能性のあるDUTの情報が得られ
ます。このような測定には、3MHzの分解能帯域幅があれば通常は十分です。FCCでは、
20.log（RBW/50）のスケーリング・ファクタを使って結果を50MHzのRBWにスケーリング
するように規定しています。
UWB信号と掃引スペクトラム・アナライザの相互作用の詳細については、46ページの
「送信出力スペクトラム」で説明しています。
ピーク出力パワー、CCDF
信号のピークを測定したときに得られる結果は、検波システムの帯域幅に依存し（24ペ
ージの図18参照）、信号が時間とともに変化する場合は、どれだけ待つことができるか
によっても変わります。
パワー・メータやスペクトラム・アナライザはバーストの識別が可能で、他のほとんど
の無線機に対する影響をシミュレートできますが、UWB信号の真のピークを捕捉するこ
とはできません。これは、これらの機器の帯域幅がUWBの帯域幅に対して狭いからです。
圧縮された信号ピークはリンク性能を低下させます。
高速オシロスコープをディジタイザとして使用すると、信号全体を捕捉することができ
ます。信号は時間とともに変化し、リニア・デバイスはピークを扱うのが苦手なので、
信号が特定のレベルに達した回数を示すスケールでパワーをプロットすることが次に必
要となります。これを実現するのがCCDFです。測定のゲーティングにより、信号が存
在するときの現象だけを表示するようにする必要があります。図38に示すのは、パルス
およびOFDMテスト信号に対する結果です。
AWGNのCCDF
DS-CDMA
平均パワー
MB-OFDM
図38. フル帯域幅のOFDMに似た信号エンベロープ（上）とDS-UWBに似た信号エンベロープ（下）
のピーク・パワー、平均パワー、CCDF
44
ベースバンドCCDFとエンベロープ（ズーム）CCDF
従来のCCDF曲線は、信号の復調されたエンベロープのパワー分布をプロットしていま
した。オシロスコープを入力デバイスとして使用すると、ベースバンドCCDFを観察す
ることもできます。これは同じものではありません。その違いの原因は、信号の振幅分
布の自由度の数の違いです。
例として、プロットが異なる理由を視覚的に示すために、50%のAM信号を図39に示し
ます。復調された波形が左側に示されています。下のプロットは振幅確率密度関数を示
し、オシロスコープで見られる波形に最も近いものです。定性的には、右下の被変調信
号の広い形状が、電圧偏位のレンジの広さと、CCDFプロットに示されたピーク／平均
パワー比の大きさに対応します。CCDFプロットに関する情報については、http://www.
educatorscorner.com/media/AN_5968-6875E.pdfを参照してください。
エンベロープ
DCオフセットを持つ
復調された正弦波のCCDF
正弦波信号に対応するピーク
ベースバンド
フルAM変調搬送波のCCDF
搬送波とその変調正弦波のさらに複雑な
振幅分布による広いスカート
図39. 50% AM波形のエンベロープとベースバンドCCDF
45
送信出力スペクトラム
前述のパワー・スペクトル密度とピーク・パワー測定は、スペクトラム測定の一部に過
ぎません。信号をもっと詳細に観察し、シミュレーションと実際のデバイスの結果を比
較しなければならない場合もあります。民生用のUWBデバイスはパワーが小さいので、
測定のS/N比に注意が必要です。UWB信号の作成とスペクトラムの測定にはさまざまな
方法があるので、このセクションでは、いくつかの主な方法とそれらの結果が互いに異
なる理由について説明します。
パルスドRF信号の掃引スペクトラム測定
DS-UWBもMB-OFDMも、通常の動作では単純なパルスドUWB信号ではありませんが、
動作のある面では、掃引スペクトラム測定でパルス・システムと同様の結果が得られる
ことがあります。これは特にテスト・モードを使用している場合に当てはまります。
AgilentのApplication Note 150では、パルス繰り返し周波数、パルス幅、分解能帯域幅に
よって、掃引スペクトラム・アナライザの表示がどのように変わるかを説明しています。
図40に、ピーク・ディテクタ使用時のこれらのパラメータの関係を示します。ビデオ帯
域幅設定はオートで、掃引時間は手動で500msに設定しています。
トレースAは最も単純です。PRFがRBWに比べて大きく、離散的なスペクトル線が見え
ます。個々のスペクトル線の振幅は、さまざまなパルス形状因子と、アナライザのRBW
に依存します。RBWを1MHzから100kHzに狭めると、信号の表示レベルは20dB下がりま
す。このように、測定では使用するRBWを定義する必要があります。RBWの同じ変化
に対して、ノイズの低下は10dBです。RBWを広くすることで、ノイズによる測定の変
動を抑えることができます。
46
DS-UWBは特殊なケース
DS-UWBは非常に高速で短い接続時間のRFパルスなので、信号の分類としてはトレース
Aに入ります。ただし、ランダムBPSK変調によるスペクトラム拡散のために、信号はノ
イズの様に見えます（24ページの図18を参照してください）。ピーク検波信号のS/Nは、
RBWを広げても予期通りには改善されません。
図40のトレースDは、RF搬送波の1つだけでパルスを伝送している非変調のMB-OFDM信
号を示しています。振幅の立上がり時間によってスペクトラムの幅が決まります。実際
には、変調にスペクトラム・シェーピングを行っている場合を除いて、これは各OFDM
シンボルの先頭と末尾のスペクトラムを表します。
パルス繰り返し周波数
パルス持続時間
PRF > RBW
A
PRF < RBW
B
ton << 1/RBW
トレースは20logRBW増加
C
トレース・レベルはRBWには影響
されないが、20logPRFで変化
D
ton ≥ 1/RBW
MB-OFDM搬送波スイッチング（変調なし）
図40. さまざまなPRFとパルス持続時間を持つパルスド信号に対する掃引スペクトラム・ピーク・
ディテクタの応答。注記：これらのプロットは、変調されていないパルスド信号に対するものです。
47
パルス感度劣化
この用語は、最初のレーダ・スペクトラム測定にまでさかのぼります。スペクトラム・
アナライザにおける圧縮とは無関係なので、誤解を招く用語だと言われることもありま
す。これは図40のように、表示結果が実際の信号パワーを直接に反映しない現象を示し
ます。
分解能帯域幅の増加が表示レベルに与える影響
すでに述べたように、繰り返し信号のパルス持続時間が1/RBWよりもはるかに小さい場
合、RBWを広げると検出される信号レベルが上がります。図41に示すのは、図40のトレ
ースAとBの間の遷移です。
10nsパルスドRFに対するピーク・ディテクタ応答とRBWの関係
傾き
離散的なスペクトル線
が見えるようになる
図41. パルスドRF信号に対してピーク・ディテクタを使用したときのRBW変更の影響
（ton<<1/RBW）
UWB信号のピーク／アベレージ検波
通信用のUWBデバイスの送信信号はノイズに似ています。そのためにアンダーレイ・テ
クノロジーと呼ばれます。実際には、現実のトランスミッタは不要な離散スプリアス信
号を発生します。ノイズに似た信号に対してアベレージ・ディテクタは、固定のスプリ
アス成分を期待通りのレベルで表示しないことがあります。
テスト構成は11ページの図6に示したものです。ピーク検波とアベレージ検波のスペクト
ラム表示の違いが明確になるようなPRFとRBWを選んであります。これは極端な例です。
48
ピーク検波
ピーク測定はスペクトラムの占有を測定するのに非常に有効ですが、ノイズに似た信号
の絶対レベル測定には一般的に適していません。
図42に、何らかのフォーマットのUWB信号（この図だけからフォーマットを判断するの
は不可能）と、ミキサの局部発振器とパルス・クロック周波数に基づく離散スペクトラ
ム成分から構成されるスペクトラムを示します。
ノイズとスペクトル線の振幅は、46ページの「パルスドRF信号の掃引スペクトラム測定」
の記述に一致しています。
図42. ノイズとスプリアスが混合したもののピーク検波
49
アベレージ検波
図43に示すのは、同じ信号をアベレージ・ディテクタで測定したときの応答です。スペ
クトラム形状が正しく表示されており、バンド・パワー機能を用いて全信号パワーを容
易に測定できます。スプリアス信号がいくつか現れていますが、ピーク・ディテクタに
よるトレースよりもそのレベルは大幅に下がっています。この結果は間違っているわけ
ではなく、単に周波数掃引の際の信号の真の平均を示しているだけです。平均結果は、
テスト信号の時間変化と、周波数と表示ポイント（バケット）数の比によって変わります。
RBWがバケットの周波数スパンの幅に比べて小さい場合、特定の表示ポイントに対応す
るわずかな時間に対してのみ固定周波数成分が検波されます。表示ポイントの数を増や
すと、この現象は緩和されます。RBWが周波数スパン/2*表示ポイント数よりも大きい
場合は、結果は信号の時間変化だけに依存します。
図43. ノイズとスプリアスが混合したもののアベレージ検波
アベレージ・ディテクタ設定[PSA]
PSAでは、アベレージの計算に3つの方法があります。これらはそれぞれ異なる種類の信
号に適しています。UWB信号の測定にはRMS設定を使用します。
ノーマル・ディテクタ[PSA]
これはピーク・ディテクタに似ていますが、純粋にアナログのスペクトラム・アナライ
ザに似た結果を与えるように、より詳細な表示が得られます。UWBに対してはノーマ
ル・ディテクタでなくピーク・ディテクタを使用することを推奨します。
50
ミックスド・ディテクタ表示
同時表示機能を使えば、2つの信号応答を一緒に見ることができます。図44に、PSAスペ
クトラム・アナライザ・ファミリの拡張表示機能を示します。
図44. 不要なスプリアス成分を持つ660MHzのPRBS振幅変調信号を示す、デュアル・ディテク
タ・トレース
図44に使用したテスト構成は、11ページの図6のものです。この表示のスペクトラム幅
は、測定に使用した81132Aパルス・ジェネレータの800psの立上がり時間によって決ま
ります。
パルス・ジェネレータの設定
パルス・ジェネレータのチャネル1は、チャネル2で定義されたPRBSシーケンスのため
のクロックとして用いられています。このテストの構成は次の通りです。
既存の設定のクリア：Shift > Store > 0
レベル：Ch1 > High 450mV > Low –22mV > On > Ch2 > Off
モード／トリガ：> Pattern of > PRBS > 2E15-1 > Pulses Out 1 > NRZ
> Out 2 > RZ
タイミング：Ch 1> Frequency > 660MHz > Lead Edge > 0.8ns
パターン：Segment > Length > 4096
スペクトラム・アナライザの設定
UWBスペクトラム・マスク・テストは以下のように選択します。
Mode Setup > Radio Standard > UWB > UWB Indoor
デフォルト設定を調整して、レンジ・テーブルを変更することにより固有のテスト・ニ
ーズに合わせることができます。
Measure > Spurious Emissions > Meas Setup > Range Table
図44の2つのトレースの分解能帯域幅設定は同じです。スプリアス測定のレンジを使っ
て別々の設定でテスト・シーケンスを実行することもできます。File < Save < State
を使って好みの設定を保存することができます。
51
FFTベースの結果と掃引スペクトラムの結果の比較
掃引スペクトラム・アナライザは、測定できる信号のダイナミック・レンジがディジタ
イジング・オシロスコープの場合よりもはるかに大きいので、広く用いられています。
測定周波数レンジはUWBの要件を容易に超えることができますが、掃引なのである時点
で観察できるのはスペクトラムの一部分だけです。
シミュレーションの場合や、ディジタイジング・オシロスコープで収集したタイム・レ
コードを使用する場合は、FFTを使ってスペクトラムを作成します。これはスペクトラ
ムに関して非常に多くの情報を提供してくれますが、従来の掃引スペクトラム・アナラ
イザに表示されるスペクトラムとは異なる場合があります。
表示内容に影響する要素としては次のものがあります。
• 分解能帯域幅フィルタの帯域幅と形状
• 各周波数表示ポイントでデータが収集される時間の長さ
• 信号が（フレーム内の）どの時点でサンプリングされるか
• 信号の検波方法
表9. さまざまなツールのスペクトラム測定の特性
測定ツール
Agilent
の例
従来の掃引
アナライザ
ESA
ディジタル掃引
アナライザ
PSA
広帯域
オシロスコープ
54855
ベクトル
信号解析
ソフトウェア
89601
フィルタの
分解能帯域幅／
ウィンドウ関数
ガウシアン／同期同調
ガウシアン近似FFT
（RBWが小さいときに
使用）
ガウシアン
ガウシアン近似FFT
フラットトップ
ハニング
インパルス
（ユニフォーム）
ガウシアン
フラットトップ
ハニング
ユニフォーム：
スペクトラム解析には
不適
ビデオ帯域幅
選択可能。
アベレージ使用時は
対数ディテクタの
エラーを避けるため
VBW > RBWに設定
ディテクタ・
タイプ
ピーク
あり
選択可能。
あり
アベレージ・ディテクタ
ではディスプレイ・
アベレージングを適用
アベレージ
あり
あり
ディスプレイ・
アベレージング
なし
あり
（マックス・
ホールド）
ディスプレイ・
アベレージング
なし
あり
（マックス・
ホールド）
ガウシアン・フィルタ、アベレージ・ディテクタ
表9に設定できる機能を紹介しています。シミュレーション・ツールは含まれていませ
ん。ガウシアン・フィルタを選択することが、同じ結果を得るための最初のステップで
す。また、表9からわかるように、一般にFFTベースのソリューションは掃引アナライザ
のピーク検波機能をエミュレートできません。このアプリケーション・ノートでは、ア
ベレージ検波だけを扱います。
FFTの場合、特定のRBWに用いられる時間データの量は次の式で求められます。
RBW = ENBW/T
ここで：
ENBW = 正規化された等価ノイズ帯域幅
（ガウシアンでは2.2Hz-s1）
RBW = 分解能帯域幅
T = タイム・レコード長
FFTスペクトラムは、信号のタイム・ゲーティング表示です。1MHzのRBWの場合、必
要なデータは2.2µs分だけです。14ページの図11で示したように、スペクトラムの形状は
時間とともに大きく変わるため、結果はFFTがいつトリガされたかによって変わります。
52
掃引アナライザの物理的なコンポーネントは、測定に大きな影響を与え、デザインごと
に異なります。図45に主なシステム・コンポーネントを示します。RF経路切り替え、低
雑音増幅器、トリガ・オプション、信号検波などがあります。
ビデオ・
トリガ・
ディテクタ
狭帯域IF
トリガ・ディテクタ
広帯域IF
トリガ・ディテクタ
3∼26.5GHz
アナログ・スペクトラム・アナライザ
ローパス・
フィルタ
0∼3GHz
分解能
帯域幅
フィルタ
エンベ
ロープ・
ディテクタ
ログ
アンプ
ビデオ
帯域幅
フィルタ
入力
アッテネータ
掃引局部発振器
ディジタル・スペクトラム・アナライザ
ディジタル実装
エンベロープ・
ディテクタ
プリセレクタ
ビデオ
帯域幅フィルタ
ログ
アンプ
図45. 掃引スペクトラム・アナライザのブロック図。同調レシーバと同様に、局部発振器の同調によ
って特定の周波数が選択されます。ミキサの出力は、アナログ処理部またはディジタル処理部に渡さ
れます。この図には、3GHzより高い周波数のための切り替え経路も示されています。
選択した周波数スパンに掃引スペクトラム・アナライザが同調する速度（掃引速度）によ
って、特定の周波数のスペクトラムを表すために用いられる時間データの量が決まりま
す。掃引速度の最大値は、RBWフィルタの時間応答によって決まります。
掃引時間 = 2*スパン/RBW2
1MHzのRBWの場合、掃引速度は500GHz/sになります。すなわち、2GHzのスパンには
4msかかります。表示が401個のポイントに分割されるとすると、各表示ポイントにはそ
のポイントでの10µsの時間の間のスペクトラム現象が加算された結果が示されます。
注記：PSAシリーズでは、特別な技術によ
り掃引速度を約2倍に上げています。
これはFFTにかかる時間の5倍であり、より多くのアベレージングが行われていることに
なります。規制の要件では、表示ポイントあたり1msなど、もっと長い測定時間が要求
されることもあります。したがって、掃引スペクトラム・トレースには表に出ないアベ
レージングがかなりの程度行われていることになります。
FFT表示を掃引アナライザに近づける方法
主な目的は、同程度のアベレージングを行うことと、意図しないゲーティング効果を考
慮することです。後者は特に、シンボル間ランピングなどのスペクトラム的に異常なイ
ベントが関与する場合に重要になります。ピーク・ディテクタの応答を近似するには、
複数のFFT結果に基づいてマックス・ホールド機能を使用します。
現実の要因、例えば実際の測定器で用いられる正確な処理方法などのために、結果を
2dB以内で一致させるにはかなりの努力が必要です。結果をテストするには、定義済み
の変調パターンを使ったクロス・リファレンスを使う方法があります。
53
スペクトログラムと隣接チャネル漏洩電力測定
FFTベースのスペクトラム測定に固有のタイム・ゲーティングは、UWB信号の動的特性
を理解するための強力な方法となります。例として、図46に周波数スイッチングOFDM
信号のスペクトログラムを示します。これは54855オシロスコープ上で動作している
89601ソフトウェアで表示させたものです。
シンボル遷移におけるスペクトルの乱れが、水平のラインとして明確に示されています。
この現象を低減させるには、実際のデバイスのバーストの立上がり／立下がりエッジを
制御する必要があります。
Adjacent
隣接
channel
チャネルへの
leakage
漏洩
Frequency
周波数スイッ
switching
チングによる
spectral
スペクトラム・
スプラッタ
"splatter"
図46. MB-OFDMのスペクトログラム
周波数スイッチングをオフにしない限り、MB-OFDM信号の隣接チャネル漏洩電力測定
はタイム・ゲーティング測定として実行する必要があります。図46ではこの成分が強調
表示されています。89601A VSAソフトウェアのバンド・パワー・マーカを使えば、必
要な信号成分と不要な信号成分の相対パワー・レベルを容易に測定できます。
2チャネル（相関）スペクトラム測定
UWB信号のスペクトラムはノイズに似ており、PSDが測定ノイズ・フロアに近い可能性
があるため、真のランダム・ノイズと必要な信号とを区別する必要があります。
89601Aと54855Aを使用すると、この区別が可能になります。図47は、26ページの「ア
ンテナおよびチャネル応答の測定」に示したテスト構成を使って、チャネル1の基準波
形にUWB信号、チャネル2にそれよりずっと低いレベルの信号（LNAから供給）を使用し
た画面です。チャネル2の信号はノイズ・フロアより下ですが、周波数応答機能を使う
ことで、チャネル1を基準としたレベルを表示できます。
基準
テスト信号（ノイズに埋没）
0dB
−40dB
相関応答
図47. 相関スペクトラム測定
54
スペクトラム・マスク・テスト
トランスミッタが発生させたRFスペクトラムを測定することにより、次の2つの測定が
可能になります。
•
•
DUTと他の無線レシーバの干渉
DUTと同じ種類の他のデバイスとのやりとり
相互運用性テストのためのスペクトラム・マスクの仕様はまだ決定しておらず、MBOFDMの場合だけ意味を持ちます。MB-OFDMに関する暫定的な情報としては、搬送波
から±285MHzのオフセットで−12dBr、±330MHzで−20dBrとされています。基準レベ
ルは、中心周波数から±260MHzの範囲内のPSDの最大値です。ディテクタ・タイプと掃
引時間はまだ決定していません。アベレージ・ディテクタを使用する場合は、マスク測
定にはタイム・ゲーティング掃引を使用するか、DUTが単一周波数で送信している必要
があります。絶対信号レベルは、信号のマーク・スペース比に従って低下します。
バンド外エミッション・マスクは、現在米国だけで定義されています。屋内用機器と屋
外用機器のマスクを図48に示します。分解能帯域幅は、テストする周波数レンジに応じ
て変更できます。これらの測定を実行する前に、ピーク・ディテクタとアベレージ・デ
ィテクタの差に関する説明を読んでおいてください。
屋内リミット
パート15リミット
ETSI提案
[屋内専用]
図48a. 屋内用のFCCおよびETSI提案のスペクトラム・マスク
UWB EIR Pエミッション・レベル（dBm）
UWB EIR Pエミッション・レベル（dBm）
屋外ハンドヘルド・システム用UWBエミッション・リミット
屋内リミット
パート15リミット
b. 屋外用FCCスペクトラム・マスク
1GHzより下では、準尖頭値ディテクタと呼ばれる別のディテクタが用いられます。
EMC測定の詳細については、アプリケーション・ノート1328を参照してください。
55
変調テスト
ベースバンド・パルスド
ベースバンド信号の測定には、ディジタル・オシロスコープのタイム・ドメイン・ツー
ルを使用でき、ジッタ歪みやソフトウェア・クロック・リカバリなどの便利な機能があ
ります。図49に、54xxxファミリでのこれらの機能の例を示します。
図49a. タイム・ドメイン・ジッタ解析
b. ソフトウェア・クロック・リカバリ・アプリケーションの
セットアップ・ウィンドウ
パルス変調RF
12ページの図8には、被変調RF搬送波のパルス形状が示されています。どのパラメータ
から意味のある結果が得られるかは、変調の種類に依存します。図50に示すのは3レベ
ルBPSK信号の例です。この例では、0ステートが正しく復元されていませんが、クリー
ンな信号とノイズのある信号とを区別するために役立つ定性的な情報が得られます。こ
のプロットには復元されたベースバンド信号が示されています。このトレース・データ
を抽出してポスト・プロセッシングに使用できます。File > Save > Traceを使用して
ください。
図50. 3ステートBPSKパルスド信号にディジタル復調を適用
56
振幅と位相の情報が必要な場合は、このような手法が不可欠です。これはパルスド信号
一般に適用できます。図51に示すのは、図31（37ページ参照）のダブル・パルスを89601
で復調したものです。
図51. ダブル・パルスの復調結果
ns以下のパルスの場合、表示される時間分解能によって結果が変わることがあります。
この影響の大きさは、テスト信号の実際の帯域幅に依存します。復調結果のサンプリン
グ・レートは、データ・キャプチャの場合の3分の1になります。その原因の一部はI/Qデ
ータ・ペアへの分割であり、残りはデータ・ウィンドウに関係します。
トレース・データを抽出してポスト・プロセッシングに使用できます。良好な結果を得
るには、アベレージングを使用して、実効サンプリング・レートを上げます。
キャプチャ波形の時間調整
キャプチャ波形の位相の基準点は、トレース・データに対する演算機能を使って調整で
きます。I/Qプロットから信号の位相調整値がわかります。図52に、位相を−90ºずらし
た例を示します。
図52. 演算機能を使ったキャプチャ結果の調整
57
OFDM
最終的には、採用された規格の復調測定によって、最も広範囲の変調性能の指標が得ら
れます。それが利用可能になる前は、既存のツールによっていくつかの特性をチェック
できます。デルタEVMやCCDFなど、その一部はすでに説明しました。
周波数スイッチング信号の時間特性を図53に示します。図53aは、非変調搬送波のプロ
ットです。図53bのプロットには変調が適用されています。群遅延を垂直軸パラメータ
として選ぶと、周波数対時間のトレースが得られます。
図53a. 周波数スイッチングRF搬送波の周波数対時間の結果
b. 被変調OFDM信号のスペクトラム対時間
MB-OFDMの実装では、既存のフォーマット固有の測定と、それらがもたらす貴重なパ
ラメトリックな結果は使用できません。テストするコンポーネントによっては、オーバ
ークロックした802.11a信号を代替テスト信号として使用できる場合があります。これに
より、セトリング、チャネル・フラットネス、パイロット応答などの特性を評価できま
す。図54に、通常の32倍の速度で動作する802.11a信号を示しています。これは約
500MHzの帯域幅を占有します。
MeasSetup > Demod Properties > Advancedを選択すると、副搬送波の間隔を
10MHzに広げることができます。これにより、32倍の信号が既存の89601測定で使用で
きるようになります。
図54. 32倍に高速化した802.11aテスト波形を使って、チャネル・フラットネスなどの復調特性
を測定
58
キャプチャ時間の延長
オシロスコープのフル・サンプリング・レートでRF信号全体をキャプチャすると、測定
時間が制限され、処理するデータの量も増えます。RF信号を低い周波数にダウンコンバ
ートすれば、キャプチャ時間を延ばしたり、オーバサンプリングを行うことができます。
オーバサンプリングを使えば、広帯域ノイズが打ち消されるため、測定のダイナミッ
ク・レンジが広がる可能性があります。
[4-20Gサンプル/s]
ディジタイジング・オシロスコープ
広帯域ミキサ：
Mini-circuits社の
ZEM 4300、
Marki社のM2-0006MAなど
信号発生器で（RF-500）MHz、
+7dBmのLOを作成
3dB
DUT出力
図55. ダウンコンバートにより、サンプリング・レートを下げたり、キャプチャ時間を延ばしたり
することが可能
図55では、DUTからの信号の中心周波数より500MHz下にESGを設定しています。これ
により、1GHzの測定帯域幅が得られます。エリアジングを避けるため、中心周波数から
500MHzより遠くに周波数成分が存在する場合は、DUTからの送信信号をフィルタに通
すか、ゲーティングを行う必要があります。
ダウンコンバートの誤差のレベルによっては、ノーマリゼーションまたは26ページの
「アンテナおよびチャネル応答の測定」で説明したイコライゼーションを使って、測定
確度が改善できる場合があります。
この方法では、個々のシンボル周波数が分離されるので、トリガも容易になります。た
だし、周波数ホッピング信号の複数シンボルの測定には対応できません。
59
周波数測定
CWおよび長いパルスド信号
テスト・モードを使えば、RF搬送波を連続的にオンにすることで、特別な手法を使わな
くても周波数を測定できます。この方法は、水晶基準発振器周波数の静的誤差の測定に
適しています。代表的な性能2として要求されるのは20ppmであり、これは容易に実現で
きます。
図56. 89601でのFM復調の使用
パルスド信号の周波数測定では、DUTのさらに詳細な情報が得られます。パルスの長さ
によって、測定値のバラツキを減らすためのアベレージング回数が決まり、それに応じ
て使用可能な周波数分解能が決まります。
さまざまな測定方法が可能であり、トリガと周波数カウント間隔のゲーティングの要件
がそれぞれ異なります。89601のFM復調アルゴリズムは、中心周波数を自動的に復元し
ます。図56に示すように、この測定は周波数スイッチングOFDMの非変調搬送波をチェ
ックするために有効です。位相安定度を表示することもできます。この例では、1MHz
の同調周波数オフセットを意図的に加えてあります。マーカには、100ns間隔で−36ºの
位相シフトが示されています。搬送波周波数も正しく表示されています。
FM復調の設定は以下の通りです。
MeasSetup > Center Freq：公称値を入力
MeasSetup > Freq > Span：1.75GHz（メイン時間長を制限しない程度の広さ）
MeasSetup > Time > Main Time：150ns（パルス幅よりも長くする）
MeasSetup > Demod > Analog Demod：FM > Auto Carrier Frequency
Traced > Data > Ch1:Demod > Spectrum
Market > Function > Auto Carrier Frequency
60
OFDM被変調信号
被変調OFDM信号の測定には、プリアンブルの復元が必要です。特定の復調フォーマッ
トが使用できない場合は、中間的なステップとして、DUT送信のクロック・レートを、
802.11a信号を近似するようにスケーリングする方法があります。58ページの図55の例で、
は、32倍することで10MHzの副搬送波間隔が実現されています。これにより、DUTのセ
トリング特性に関する有効な指標（例えば、中央のトレースに示されている、プリアン
ブルの副搬送波の遷移から生じる周波数の乱れ）が得られます。図57では、タイム・レ
コードのどこで周波数エラーが発生しているかをわかりやすくするために、マーカを連
動させています。
図57. 802.11a信号のクロック・レートを32倍することでプリアンブルのセトリングを示す方法
Meas Setup > Demodulator > Wireless Networking：OFDM
Meas Setup > Demod Properties > Advanced > Sub-carrier spacing：10MHz
Trace > Data：Preamble Freq Error
短いパルスド信号
きわめて短いパルスド信号の周波数エラーの測定は、ゲーティング時間にRFサイクルが
数回しか含まれないため、かなり困難です。これを容易にするには、やはり89601ソフ
トウェアと54855オシロスコープを組み合わせて、別の方法で行います。31ページの
「デルタ（相加性）EVM」と同じ方法を使います。信号はBPSKであると仮定し、シンボ
ル・レートをパルス繰り返し周波数に設定します。
図58に示すのは、10nsのパルスで振幅変調された200MHz搬送波の例です。3kHzの周波
数エラーを意図的に信号に加えると、画面のシンボル／エラーの部分にその通りに表示
されます。
図58. 89601を使って短いパルスドRF信号の周波数エラーを示す方法
基本構成は次の通りです。
Meas Setup > Demodulator：Digital Demod
Meas Setup > Demod Properties：BPSK（シンボル・レート、測定時間、
フィルタ・タイプをテストする信号に合わせて設定）
61
7. トランシーバの
スプリアス・テスト
超高速ディジタル回路では、システム全体のエミッションはアナログとディジタルの影
響の組み合わせとなります。これらのテストは、ここでは簡単にしか説明しませんが、
時間がかかる場合が多く、測定構成に十分な注意が必要です。本来はディジタルである
はずの制御ラインが、RF信号が結合することにより予期しないアンテナになることがあ
ります。結果に予期しない変動がある場合は、RF信号がケーブル上に存在する可能性が
あります。
トランシーバ測定は、バンド外スプリアス・エミッション・テストで構成されています。
これらのテストは、UWB無線機が規制の制限内で動作していることを確認するためのも
のです。スプリアス・エミッション・テストはスペクトラム・アナライザで行えます。
エミッション・テストには2種類あります。1つは伝導、もう1つは放射です。伝導エミ
ッションは、DUTの出力コネクタまたはデバイスで通常用いられるケーブルを経由して
発生する不要信号を測定するものです。測定によっては、特殊な信号結合方法が必要な
場合があります。
放射エミッションとは、デバイスから放出され、外部アンテナで受信されるものを言いま
す。正式なテストでは、バックグランドの乱れを防ぐために通常電波暗室を使用します。
機器が使用される地域に応じて、異なる規格が規定されています。米国はFCC規格に従
っており、CFR47 Part15 Appendix Dが適用されます。欧州はETSIに従います。Task
Group 31aでドキュメントEN 302 065が作成中です。これは現在ドラフト段階です。日本
では、TELECが動作リミットを定めています。ITU-RもUWB測定のための共通の規格を
策定中です。
1GHzより下では、CISPR（International Special Committee on Radio Interference）の規格16へ
の準拠テストに、準尖頭値ディテクタを備えたEMCスペクトラム・アナライザが必要に
なることがあります。これらのテストについてはこのアプリケーション・ノートでは説
明しません。AgilentのEMC製品の詳細については、計測お客様窓口までお問い合わせく
ださい。
62
8. レシーバ測定
レシーバのデザインが難しいのは、予測困難なものを含めて、さまざまな異なる入力信
号条件を考慮しなければならないからです。特に、免許不要バンドや複数のチップセッ
ト・ベンダが関わる場合は難かしくなります。UWBレシーバのテストは、必要な変調帯
域幅やマルチ周波数スイッチング機能（MB-OFDMの場合）を持つ汎用機器があまり存在
しないため、特に困難です。そのため、いわゆる「ゴールデン無線機」が用いられます。
この方法にはいくつかの欠点がありますが、リファレンス・デザインの統合と製造のた
めには唯一の実用的な解決策であると考えられています。
このアプリケーション・ノートでは、テスト機器で実行できるテストについて説明し、
ゴールデン無線機の使用に伴う問題を最小にする方法のヒントを紹介します。
デザイナやユーザにとって、UWBのDUTがUWB以外の伝送にどのように対処するかは
興味ある問題でしょう。干渉信号の作成方法については、22ページの「干渉信号の作成」
を参照してください。
テスト条件とセットアップ
MB-OFDM提案に対する基本的なレシーバ・テスト構成を下に示します。DS-UWBとパ
ルスド・システムのレシーバ・テストは、基本タイミング・テストとフル・システム・
テストの2つのフェーズに分けることができます。23ページの「パルスドおよびパルス
変調」で説明したように、81134パルス・ジェネレータを変調信号源として使用できます。
これにより、ジッタなどのデターミニスティックな欠陥を付加することができます。こ
の種のテストでは、スペクトラムの正確なシェーピングはそれほど重要ではありません。
IEEE 802無線規格では、テスト方法は一般的にあまり詳しく定義されていません。非同
期パケットを使用した送信タイミングを使用するので、レシーバ・テストは一般的に片
方向の信号経路を使うことになります。ループバックは定義されていません。ループバ
ック・テストが可能なら、返された信号を外部のテスト機器で復調して、独自にBER測
定も可能です。
片方向の信号経路を使う場合、データを返す必要がないのでテストは高速になりますが、
デバイスのメーカとシステム・インテグレータにとっては負担が増えます。測定のトリ
ガとシーケンスに注意が必要だからです。例えば、信号源のレベルを変更する場合、セ
トリングが済んでから次の測定を開始する必要があります。
63
波形作成
I/Q経路校正
デュアル任意波形発生器
トリガ信号
[>250MHz帯域幅]
I,Q
DUT
I,Q
RF
BER SW
RF
アップ／
ダウン
コンバート
PSG
信号発生器
オプション015
PSA
スペクトラム・アナライザ
復調
FPGA/ADC
ベースバンド・
データ復元
DUT
コントローラ
校正経路
図59. MB-OFDMフォーマット用の任意波形を使ったレシーバ・テスト構成
図59に、単一周波数OFDMテストの構成を示します。テスト信号は、任意波形I/Qファイ
ルとして作成します。I/Qファイルはハードウェア波形発生器にダウンロードされ、その
出力がPSG信号発生器のI/Q入力に接続されます。必要なI/Q信号の帯域幅は、被変調RF
と同じで、MB-OFDMの場合は約256MHzです。
図60に、PSG広帯域変調器オプションの代表的な性能を示します。EVM性能要件によっ
ては、I/Q経路の校正が必要になることがあります。この校正は、PSAスペクトラム・ア
ナライザと特殊な校正ソフトウェアの組み合わせによって実行できます。詳細について
は計測お客様窓口までお問い合わせください。
フル動作のレシーバは、次の3つのステップでデータを復元します。
1. シンボル同期
2. チャネル予測
3. パケット認識とデータ復元
デザインでは、各段階の性能を確認する必要があります。特に、劣化した信号を使用す
ることが重要です。同期シンボルから始まるパケットの独立した部分をテストすること
でこれが可能になります。個々のシンボルのタイミングを意図的に変更することで、復
元プロセスのテストが可能です。便宜上、MB-OFDMパケットの構造を下にもう一度示
します。
プリアンブル
周波数
同期
1.875µs
ヘッダ
ペイロード
チャネル予測
.....
.....
時間
図60. モード1のMB-OFDMパケットのシンボル・シーケンス
64
テール／パッド
測定がBERまたはPERの場合は、被変調RF信号はDUTでフィルタリングされ、ダウンコ
ンバートされます。DUTに付属するアプリケーション・ソフトウェアにより、どの情報
が解析に利用できるかが決まります。図59のテスト・セットアップを使用するには、無
線機が1つの周波数だけを使用するテスト・モードで動作する必要があります。
広帯域外部I/Q入力
（オプション015）
RF出力周波数レンジ
3.2∼20GHz
入力
入力（ベースバンド）周波数レンジ
入力インピーダンス
推奨入力レベル
最大入力電圧
DC∼ > 500MHz（公称値）
50Ω（公称値）
0dBm（公称値）
±1V DC
I/Qオフセット調整
±50%
RFフィルタ1
搬送波周波数
> 3.2∼5GHz
> 5∼8GHz
> 8∼12.8GHz
> 12.8GHz
ローパス3dBカットオフ周波数（公称値）
5.5GHz
8.9GHz
13.9GHz
22.5GHz
変換損失（dB）
変換損失（dB）
I/Q周波数応答の測定
搬送波からのオフセット（GHz）
搬送波からのオフセット（GHz）
図61. PSGオプション015広帯域変調の仕様
周波数ホッピング
周波数ホッピングのテストには、テスト信号源との同期と、任意波形発生器および変調
経路の帯域幅の大幅な増加またはスイッチングRF発振器が必要です。このような方法は
デザイナにとっていつでも利用できるとは限りません。
したがって、可能なら信号源を固定にし、DUTの方で周波数をスイッチングします。こ
れにより、レシーバのLOスイッチングの問題を明らかにすることができます。この方法
では、DUTが個々のOFDMシンボルを復元できる必要があり、適切なDUTソフトウェア
が使用できるかどうかが重要です。
65
レシーバEVM測定とBER
ビットまたはパケット・エラー測定では、アナログ回路とレシーバ復調の複合した結果
が返されます。複数の搬送波を使用する場合（OFDM）は、変調エラーとビット・エラー
の間の相関はさらに複雑になります。ここで紹介したMB-OFDM提案では、フォワー
ド・エラー訂正を使って、S/N比（ビットあたりのエネルギー／ノイズ、Eb/No）が低いこ
とに起因するビット・エラー・レートを減らしています。データ・レートが低い場合は、
シンボルは2つの周波数に複製されます。ViterbiなどのDSPアルゴリズムは、短いデータ
履歴を使って可能性の最も高い送信データを予測することにより、生データ・ビットの
復元性能を向上させています。
このようなデータ保護手段の組み合わせにより、アナログの障害が見えにくくなり、リ
ンク・マージンが減少します。デバイスのレンジを広げる代わりに、処理利得がハード
ウェア・デザインの問題に対処するために使われているからです。
レシーバのダウンコンバータのアナログ測定を行うことで、復元された信号の劣化に関
して、BERやPERよりもはるかに多くの情報が得られます。図62に、2チャネルのオシロ
スコープを使ってADCの前でI/Q信号の復元を行う方法を示しています。
波形作成
Infiniium/Phramus
オシロスコープ
167xx
ロジック・
アナライザ
I/Q経路校正
複雑なトリガ信号
デュアル任意波形発生器
CCAインジケータ
トリガ信号
[>250MHz帯域幅]
I,Q
DUT
I,Q
RF
PSG
信号発生器
オプション015
RF
アップ／
ダウン
コンバート
復調
FPGA/ADC
BER SW
ベースバンド・
データ復元
DUT
コントローラ
図62. EVM測定用に拡張されたレシーバ・テスト構成
ビット・エラーが発生するのは、レシーバがディシジョン・ポイントに達したときに、
信号ベクトルがI/Q平面上の正しい位置にない場合です。トランスミッタ変調測定の「デ
ルタ（相加性）EVM」
（29ページ）と「OFDM」
（58ページ）で説明した方法を使って、原因
を突き止めることができます。
66
レシーバ感度（RSSI）
IEEEのUWB提案はパケット伝送に力点を置いているため、BER測定について直接言及
していません。携帯電話（音声）システムと異なり、通常のUWB伝送では保護されない
ビットが送信されることはありません。図63に、MB-OFDM提案における暫定的な最小
感度要件と、データ・レートによる変動を示します。
レシーバの入力レベル[dBm]
データ・レート[Mbps]
モード2のデバイス
モード1のデバイス
図63. MB-OFDMのドラフト提案による8% PER感度レベルの結果
もちろん、パケット・エラーはビット・エラーによって引き起こされるものであり、パ
ケットが長いほど正常に復元される確率は下がります。したがって、システム全体のテ
ストが必要です。このようなテストは、図64に示すように、多くの場合ゴールデン無線
機を使って行われます。このセットアップでは、受信信号強度表示テストも行えます。
ゴールデン無線機のRFセクションに関連する問題の影響をある程度低減させるもう1つ
の構成として、ゴールデン無線機のベースバンド出力をPSG信号発生器のI/Q入力に接続
する方法もあります。
EPM
パワー・メータ
ベンダ
提供の
制御
ソフトウェア
ベンダ固有の
ゴールデン無線機
ESAスペクトラム・
アナライザ
ステップ・
アッテネータ
54855オシロスコープ
DUT
RF
PER SW
分離された
ディジタル相互接続
RF遮蔽ボックス
ベースバンド
I、Q
RF
アップ／
ダウン
コンバート
ベース
バンド・
データ
復元
DUT
コントローラ
RF
PSG
オプション015
ゴールデン無線機と信号発生器が
混在した代替構成
図64. ゴールデン無線機によるレシーバ・テスト構成
再現性の高い測定結果を得るには、ゴールデン無線機の性能が保証され、テストに使用
するRF信号レベルが絶対標準に対して校正されていることが重要です。
ゴールデン無線機の変調品質と動的周波数確度を検証するには、「OFDM」
（58ページ参
照）と「短いパルスド信号」
（61ページ参照）で説明した方法が使用できます。出力パワー
をテストするには、41ページの「パワー」で説明した方法が使用できます。パワー・メ
ータと温度ディテクタを使えば、このテストの目的である絶対RFレベルの小さな変動の
検波が可能になります。
システムのインピーダンス不整合にはネットワーク・アナライザを使用します。
67
クリア・チャネル評価テスト
アンダーレイ・テクノロジーとして動作するにも関わらず、IEEE提案ではクリア・チャ
ネル評価（CCA）を使って送信周期を制御しています。DS-UWBとMB-OFDMのどちらの
提案でも、最も基本的な要件は、ピコネットの動作コードまたは周波数スイッチング・
シーケンスを選択することです。ただし、これらはデータ転送の間にアクティブに適用
されるわけではなく、ピコネットの確立時に選択されます。
無線LANでは、CCAにはエネルギー検出とネットワーク情報が含まれています。UWB
はパーソナル・エリア・ネットワークなので、他のデバイスから情報を得る手段が限定
されています。UWB無線機は何らかの形のスペクトラム監視を行う必要があります。
CCAテストは、DUTが同じ種類の他のUWBデバイスと同時に送信することを防ぐよう
に設計されています。ただし、これは異なるピコネットが代替チャネルのスイッチング
周波数を使用できるように変更される可能性があります。
図62と64のテスト構成を組み合わせて、CCAテストが行えます。ゴールデン無線機は、
別のピコネットをシミュレートするようにプログラム可能でなければなりません。MBOFDMの場合、DUTは8%のPER感度レベルで有効な信号に5µs以内に応答する必要があ
ります。プリアンブルが識別できない場合は、テスト信号レベルが20dB高くなります。
DUTは信号を90%以上の確立で検波できる必要があります。したがって、測定のバラツ
キを減らすために長時間のテストが必要となります。
68
9. 電源測定
PHYレイヤ選択の基準の1つは、消費電力です。デバイスの携帯化が進むほど、動作時
と待機時の電流要件は厳しくなります。
仕様に明記されていなくても、あらゆる機器デザインは電源電圧の極限値でテストする
必要があります。動作リミットは、パーソナル・コンピュータやコンビネーション携帯
電話など、それぞれのホスト・デバイスで課される条件によって異なります。
他にも、さまざまな電源測定により有益な情報が得られます。その中には、デバイスの
動作状態ごとの消費電流の測定があります。レシーバの電力管理は仕様に含まれていま
す。リスン時の消費電流は送信時に用いられるものに似ているからです。レシーバがア
クティブな期間については、注意深いタイミングが必要です。発振器とディジタル回路
がオフになっている時間が長いほど、バッテリ寿命が長くなります。
無線送信／受信のタイミングに対する電源電流の監視は、ファームウェアとハードウェ
アが期待通りに協調動作しているか確認するために役立ちます。また、ファームウェ
ア・アップデートの前後の結果を比較することにより、不要な変更が発生していないこ
とを簡単に確認できます。
バッテリ・エミュレーションを使えば、現実的な条件でDUTの再現性の高いテストが行
えます。
Agilentでは、このようなテストに適したフルラインナップのDC電源を用意しています。
63000シリーズには、汎用の電源から、移動通信製品に合わせて特別に設計された電源
までが含まれています。これらのDC電源には、低電流測定機能も備わっており、スタン
バイ動作中の消費電流の評価にも便利です。
11465ソフトウェアは、63000シリーズ電源と組み合わせて使用でき、無線機のさまざま
な動作モードを容易に評価できるように設計されています。電流対時間のプロットを図
65に示します。
図65. 14565Aソフトウェアのサンプル・プロット
69
ENA、PNA
ベクトル・
ネットワーク・
アナライザ
86100C DCA、
広帯域サンプリング・
オシロスコープ
EPM
パワー・メータ
ESG/PSGシリーズ
信号発生器
RFレイヤ・テスト
54855
オシロスコープ
● 一部の測定に制限あり1
フル測定機能
PSA、ESAシリーズ・
スペクトラム・アナライザ
◆
89601A VSA
ソフトウェア+
オシロスコープ
付録A：
AgilentのUWB用
ソリューション
トランスミッタ・テスト
平均パワー、PSD
ピーク・パワー、CCDF
スペクトラム・マスク
相関スペクトラム
復調
ベースバンド・パルスド形状
被変調パルス形状
送信スプリアス
周波数エラー
コンスタレーション・エラー
◆
◆
●
●
●
●
◆
●
●
◆
◆
●
◆
●
●
◆
◆
◆
◆
◆
●
BBアイ、タイミング・ジッタ
トランシーバ・テスト
◆
バンド外スプリアス・
エミッション
レシーバ・テスト
◆
●
干渉
感度
レシーバEVM
●
●
●
最大入力レベル
（非）隣接チャネル除去
コンポーネント・テスト
◆
コモン・モード除去
振幅／周波数リニア解析
ノンリニア解析
●
●
●
●
◆
◆
1. 個々の機器の能力や制限については、このアプリケーション・ノートの該当するセクションの注記を参照。
UWB機能を持つテスト機器
70
•
シミュレーション・ソフトウェア：ADS＋E5619A UWB DesignGuide
カスタムUWBシステムのデザインとシミュレーションのためのソフトウェア・ツー
ル。定義済みのUWBコンポーネント・モデルを使ってシミュレーション・プロセス
を高速化できます。外部任意波形発生器、PSGシリーズ信号発生器、89601 VSAソフ
トウェアとのリンクが可能。
•
54855A 6GHzリアルタイム・オシロスコープ
20Gサンプル/s、4チャネル入力、6GHzリアルタイム・オシロスコープ。89601 VSA
ソフトウェアを内部で動作させることができ、他にもさまざまなディジタル信号解
析ソフトウェアが用意されています。
推奨オプション：
• E2681Aジッタ解析ソフトウェア
• 001：1Mサンプル・メモリ
•
89601Aベクトル信号解析ソフトウェア
多機能で正確な信号解析。
推奨オプション：
• 105：EESof/ADSへのダイナミック・リンク
• AYA：OFDM解析
•
PSG E8267C信号発生器
MB-OFDM信号の変調信号源としてトランスミッタ／コンポーネント・テストに使
用可能。外部任意波形発生器または無線機のベースバンド部からのI/Q出力と組み合
わせて使用。
推奨オプション：
• 602：干渉信号生成用の内蔵任意波形発生器
• 015：広帯域変調I/Q入力
ミリ波の開発の際には、PSGの周波数レンジを外部モジュールを使って110GHzにま
で拡張可能。
•
ESG 4438C信号発生器
UWB、無線LAN、Bluetoothなどのさまざまな干渉信号を発生。89601A VSAソフト
ウェアと組み合わせて、記録されたテスト信号の再生に使用。
推奨オプション：
• 403：広帯域ノイズ・ソース
•
PSA（6.7∼50GHz）/ESA-Aシリーズ・スペクトラム・アナライザ
半自動のワンボタン・テストによる掃引スペクトラム・トランスミッタ測定。11970
（プリセレクトなし）および11974（プリセレクト付き）ダウンコンバータを使って、
解析周波数レンジを50GHz以上に拡張可能。
推奨PSAオプション：
• E4440A 26.5GHz
• H26：50GHz低雑音プリアンプ
•
81134Aパルス・ジェネレータ
広範囲のパルスド信号と、既知のタイミング・エラーを作成可能。チャネル1とチャ
ネル2の信号を組み合わせて3レベル信号を作成したり、2つのチャネルを使用して
I/Q信号を作成できます。
推奨オプション：
• デュアル・チャネル
•
EPM-Pパワー・メータおよび8482A温度センサ、E9327ピーク・パワー・センサ
温度センサにより正確なアベレージ・パワー測定を実行。ピーク・パワー・センサ
によるフレーム信号の測定と確認。
その他のテスト機器
•
•
•
•
•
•
TS 50シールド付きRFエンクロージャ
外部環境からの干渉を排除して、再現性の高いRF測定が可能。
DC電源、66319、66321 B/D+テスト・ソフトウェア11465
高速プログラマブル・ダイナミックDC電源、バッテリ・エミュレーション機能付き。
1680/1690シリーズ・ロジック・アナライザ
ディジタル・ハードウェアのデザインと検証のためのシステム・レベル・デバッグ
機能全般を提供。
16700/16900シリーズ・ロジック・アナライザ
マルチ・プロセッサ／バス・デザインのためのシステム・レベル・デバッグ機能全
般を提供。E5904BとEmulation Trace Macrocellポートを組み合わせることにより、
ARMプロセッサのトリガを実現。
PNA/ENAシリーズ・ネットワーク・アナライザ
推奨オプション：010タイム・ドメイン解析
アンテナのVSWRや、PA、LNA、RFスイッチの性能の測定を実行。
33250A 80MHzファンクション／任意波形発生器
MB-OFDMの周波数スイッチング信号。
アクセサリ
•
•
オシロスコープ・プローブ：113xA
超高速アクティブ・プローブ。差動およびシングルエンド。
E2696A汎用6GHzプロービング・ソリューション
外部電源およびDCオフセット機能を持つシングルエンド／差動プローブ。
71
付録B：
推奨文献
Webリンク
Agilent UWBアプリケーションおよび製品情報：
http://www.agilent.co.jp/find/UWB/
Agilent差動デバイス測定用アプリケーション：
www.agilent.co.jp/find/ena
AgilentのCCDFプロットに関する情報：
http://www.educatorscorner.com/media/AN_5968-6875E.pdf
IEEE 802.15.3ホーム・ページ： http://www.ieee802.org/15/
他のUWBフォーマットのためのDesignGuide開発：
http://eesof.tm.agilent.com/products/ultra_wideband_dg.html
マルチバンドOFDMアライアンス：www.multibandofdm.org/
デモ・ソフトウェア
•
89601Aデモ・ソフトウェアは、CDまたはダウンロードで提供されるソフトウェアで
す（130MB）
。
アプリケーション・ノート
• Spectrum Analyzer Measurement and Noise、Application Note 1303、
カタログ番号5966-4008E
• E7400A EMC アナライザ EMC 予備試験の手引、Application Note 1328、
カタログ番号5968-3661J
• 無線LAN製品のRFテスト、Application Note 1380-1、カタログ番号5988-3762JA
• 無線LANにおけるAgilentのイコライゼーション技術とOFDMの
トラブルシューティング、Application Note1455、カタログ番号5988-9440JA
• ノーマライゼーションを使用したTDR/TDT測定の改善、Application Note 1304-5、
カタログ番号5988-2490J
• 高精度タイム・ドメイン・リフレクトメトリ、Application Note 1304-7、
カタログ番号5988-9826JA
• Spectrum Analysis、Application Note 150、カタログ番号5952-0292
• Easy Frequency Extension to 110 GHz Using Agilent 83550 Series
Millimeter Wave Source Modules、カタログ番号5988-1098
• Measuring Jitter in Digital Systems、Application Note 1448-1、カタログ番号5988-9109EN
• リアルタイム・ジッタ解析によるジッタ発生源の検出、Application Note 1448-2、
カタログ番号5988-9740JA
プロダクト・ノート
• Agilent PSA series Swept and FFT analysis、カタログ番号5980-3081
• Infiniiumオシロスコープ/89601Aベクトル・シグナル・アナライザ・ソフトウェア
パフォーマンス・ガイド、カタログ番号5988-4096JA
• Agilent E2696A General Purpose 6 GHz Probing Solution、カタログ番号5988-9889EN
• 89600シリーズ超広帯域ベクトル・シグナル・アナライザ、カタログ番号5980-0723J
• ディジタルRF 通信システム開発におけるベクトル変調解析の応用、
product note 89400-8、カタログ番号5091-8687J
• Infiniiumオシロスコープによるジッタ測定方法、カタログ番号5988-6109JA
RFバックグランドに関するドキュメント
• Effects of Physical Layer Impairments on OFDM Systems RF Design,
May, 2002, p. 36, www.rfdesign.com, Cutler, Robert
• アンテナ測定用トリガ機能、whitepaper、カタログ番号5988-9518JA
• スペクトラム・アナライザ測定を成功させる8つのヒント、Application Note 1286-1、
カタログ番号5965-7009J
• Cookbook for EMC Pre-compliance Measurements、Application Note 1290-1、
カタログ番号5964-2151E
• ディジタルRF受信機デザインのテストおよびトラブルシューティング、
Application Note 1314、カタログ番号5968-3579J
• ディジタルRF送信機デザインのテストおよびトラブルシューティング、
Application Note 1313、カタログ番号5968-3578J
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付録C：
用語集
確認応答：レシーバがパケットを正しくデコードできたときに送信する短いフレーム。
Bluetooth：2.4GHzの免許不要バンドで動作する、周波数ホッピングを使用したWPAN
無線システム。
cdmaOne：コード・ドメイン変調を使ったスペクトラム拡散方式の携帯電話方式。TIA/
EIA IS-95に基づく。
コンボリューション：システムのインパルス応答と入力信号がわかっているときにシス
テムの出力を求めるための方法。
相関：2つの信号の類似度を測定する方法。
ダイレクト・シーケンス・コード分割多重アクセス：UWB伝送方式の1つで、スペクト
ラム・シェーピング・フィルタを通した非常に高速なディジタル信号でRF搬送波を振幅
変調またはI/Q変調する方法。ペイロード・シンボルは、選択された24ビットのデータ・
シーケンスから作成されます。
媒体アクセス制御：有線データ伝送をRFリンクによる送信に適合するように調整するソ
フトウェアの機能。
ミックスド・モード：ベクトル・ネットワーク測定手法の1つで、差動RF信号源なしで
もシングルエンドと差動の伝送／反射測定が可能になります。
マルチバンドOFDM：UWB伝送方式の1つで、隣接するRF周波数上で個々のOFDMシン
ボルのシーケンスとしてデータ・パケットを送信する方法。
マルチパス伝搬：建物内部でのRF伝送を支配する効果。1つの伝送信号は、数多くの表
面に反射されてレシーバに到着します。多数の反射の間の遅延の違いから、シンボル間
干渉が生じます。
OFDM：マルチパス無線波伝搬の影響を受けない変調方式。高速データ信号を多数の副
搬送波に分割することにより、各データ・シンボルの送信時間を長くします。
パルス感度劣化：スペクトラム・アナライザ画面に表示された振幅が送信信号の平均パ
ワーよりも小さい理由を説明するために歴史的に用いられてきた（誤解のおそれのある）
用語。スペクトラム・アナライザの分解能帯域幅が信号の帯域幅よりもはるかに小さい
ことが原因です。
UWB（ultra wide band）
：非公式の定義としては、占有帯域幅が中心周波数の20%であ
るか、瞬時帯域幅が500MHz以上のRF信号。公式な定義はスペクトラム規制文書に記載
されており、地域によって異なります。
非調整ピコネット：データ伝送を行う1対の無線デバイスが、送信タイムスロットやパ
ワー・レベルの決定などの中心的なネットワーク管理機能なしで動作する方式。
アンダーレイ・テクノロジー：既存の環境に追加可能で、最小限の影響しか及ぼさない
ように設計されたシステム。「最小限」の定義は規制機関によって定められます。
ウェーブレット：伝送の伝搬遅延に比べて持続時間が短いRF信号。
73
付録D：
記号と略語
74
ACK
ADC
ADS
AP
ARB
BER
bps
BOK
BPSK
CCA
CCDF
CDMA
CISPR
CMOS
CMRR
CRC
CSMA/CA
Acknowledgement（確認応答）
Analog-to-digital converter（アナログ・ディジタル・コンバータ）
Advanced Design System（アドバンスド・デザイン・システム）
Access point（アクセス・ポイント）
Arbitrary（waveform generator）
（任意波形発生器）
Bit error rate（ビット・エラー・レート）
Bits per second（ビット/s）
Binary orthogonal keying（2値直交キーイング）
Binary phase shift keying（2値位相シフト・キーイング）
Clear channel assessment（クリア・チャネル評価）
Complementary cumulative distribution function（相補累積分布関数）
Code domain multiple access（コード・ドメイン多重アクセス）
International Special Committee on Radio Interference（国際無線干渉特別委員会）
Complementary metal-oxide semiconductor（CMOS半導体）
Common mode rejection ratio（コモン・モード除去比）
Cyclic redundancy check（巡回冗長検査）
Carrier sense multiple access with collision avoidance
（キャリア・センス多重アクセス／衝突回避）
CW
Carrier wave（搬送波）
DAC
Digital-to-analog converter（ディジタル・アナログ・コンバータ）
DQPSK
Differential quadrature phase shift keying（差分直交位相シフト・キーイング）
DS-CDMA Direct sequence code domain multiple access
（ダイレクト・シーケンス・コード・ドメイン多重アクセス）
DSP
Digital signal processor（ディジタル信号プロセッサ）
DUT
Device under test（被試験デバイス）
DVB
Digital video broadcast（ディジタル・ビデオ・ブロードキャスト）
EIRP
Equivalent isotropic radiated power（等価等方放射電力）
EMC
Electro magnetic compatibility（電磁適合性）
ENBW
Equivalent noise bandwidth（等価ノイズ帯域幅）
ESG
Electronic signal generator（電子信号発生器）
ETSI
European Technical Standards Institute（欧州通信標準化協会）
EVM
Error vector magnitude（エラー・ベクトル振幅）
FCC
Federal Communications Commissions（連邦通信委員会）
FFT
Fast Fourier transform（高速フーリエ変換）
GPR
Ground penetrating RADAR（地中レーダ）
GPS
Global positioning system（全地球測位システム）
IC
Integrated circuit（集積回路）
IEEE
Institute of Electrical and Electronics Engineers, Inc.（電気電子学会）
IF
Intermediate frequency（中間周波数）
IFS
Inter-frame spacing（フレーム間隔）
ISI
Inter symbol interference（シンボル間干渉）
ISM
Industrial, Scientific and Medical（産業、科学、医療）
ITU-R
International Telecommunications Union - Radio
（国際電気通信連合無線通信部門）
JEDEC
Joint Electron Device Engineering Council（電子デバイス技術連合評議会）
LNA
Low noise amplifier（低雑音増幅器）
LO
Local oscillator（局部発振器）
MAC
Medium access control（媒体アクセス制御）
MB-OFDM Multi-band orthogonal frequency division multiplexing
（マルチバンド直交周波数分割多重化）
NLOS
Non line of site（propagation path）
（見通し外伝搬経路）
OFDM
Orthogonal frequency division multiplexing（直交周波数分割多重化）
PER
Packet error rate（パケット・エラー・レート）
PHY
Physical（layer）
（物理層）
PLL
Phase locked loop（フェーズ・ロック・ループ）
（疑似乱数（2N-1））、シードは多くの場合0
PN（9,15） Pseudo random number（2N-1）
PRBS
Pseudo random binary sequence（疑似ランダム・バイナリ・シーケンス）
PRF
Pulse repetition frequency（パルス繰り返し周波数）
PSD
Power spectral density（パワー・スペクトラム密度）
QAM
Quadrature amplitude modulation（直交振幅変調）
QPSK
Quaternary phase shift keying（4値位相シフト・キーイング）
RADAR
RBW
RF
RFID
rms
RRC
RSSI
RX
S/R
SCPI
Radio detection and ranging（無線探査および測距）
Resolution bandwidth（分解能帯域幅）
Radio frequency（無線周波数）
Radio frequency identification（無線周波数識別）
Root mean square（2乗平均平方根、実効値）
Root raised cosine（ルート・ナイキスト）
Receive signal strength indication（受信信号強度表示）
Receiver（レシーバ）
Signal to noise（信号対雑音）
Standard commands for programmable instruments
（プログラマブル計測器用標準コマンド）
SEM
Spectrum emission mask（スペクトラム・エミッション・マスク）
SMA
Sub-miniature（RF connector）version A
（サブミニチュアRFコネクタ・バージョンA）
SNR
Signal-to-noise ratio（信号対雑音比）
SOP
Simultaneous operating piconet（同時動作ピコネット）
SRD
Short range device（近距離用デバイス）
TDD
Time division duplex（時分割二重化）
TDMA
Time division multiple access（時分割多重アクセス）
TPC
Transmit power control（送信パワー制御）
TX
Transmitter（トランスミッタ）
UNII
Unlicensed National Information Infrastructure
（免許不要の情報通信用周波数バンド）
USB
Universal serial bus（ユニバーサル・シリアル・バス）
UWB
Ultra wide band（超広帯域）
VBW
Video bandwidth（ビデオ帯域幅）
VCO
Voltage control interface（電圧制御インタフェース）
VSA
Vector spectrum analyzer（ベクトル・スペクトラム・アナライザ）
VSWR
Voltage standing wave ratio（電圧定在波比）
無線LAN
Wireless local area network（無線ローカル・エリア・ネットワーク）
WPAN
Wireless personal area network（無線パーソナル・エリア・ネットワーク）
WiMEDIA Wireless MEDIA（無線メディア）
付録E：
参考文献
1. Supplement to IEEE Standard for Information Technology IEEE Std
802.15.3a–1999（IEEE Std 802.15.3-1999の補遺）
2. IEEE P802.15-03/268 Multi-Band OFDM Physical Layer Proposal for
IEEE 802.15 Task Group 3a
3. IEEE P802.15-03/154 XtremeSpectrum CFP document
4. IEEE P802.15-02/490r1 document
5. Reference FCC 02-48 Section 15.521(d)
6. FCC CFR47 part 15, sub-part F, August 2003
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アジレント・テクノロジー株式会社
サポート、サービス、およびアシスタンス
アジレント・テクノロジーが、サービスおよびサポートにおいてお約束できることは明確です。リ
スクを最小限に抑え、さまざまな問題の解決を図りながら、お客様の利益を最大限に高めることに
あります。アジレント・テクノロジーは、お客様が納得できる計測機能の提供、お客様のニーズに
応じたサポート体制の確立に努めています。アジレント・テクノロジーの多種多様なサポート・リ
ソースとサービスを利用すれば、用途に合ったアジレント・テクノロジーの製品を選択し、製品を
十分に活用することができます。アジレント・テクノロジーのすべての測定器およびシステムには、
グローバル保証が付いています。製品の製造終了後、最低5年間はサポートを提供します。アジレ
ント・テクノロジーのサポート政策全体を貫く2つの理念が、「アジレント・テクノロジーのプロミ
ス」と「お客様のアドバンテージ」です。
アジレント・テクノロジーのプロミス
お客様が新たに製品の購入をお考えの時、アジレント・テクノロジーの経験豊富なテスト・エンジ
ニアが現実的な性能や実用的な製品の推奨を含む製品情報をお届けします。お客様がアジレント・
テクノロジーの製品をお使いになる時、アジレント・テクノロジーは製品が約束どおりの性能を発
揮することを保証します。それらは以下のようなことです。
● 機器が正しく動作するか動作確認を行います。
● 機器操作のサポートを行います。
● データシートに載っている基本的な測定に係わるアシストを提供します。
● セルフヘルプ・ツールの提供。
● 世界中のアジレント・テクノロジー・サービス・センタでサービスが受けられるグローバル保証。
お客様のアドバンテージ
お客様は、アジレント・テクノロジーが提供する多様な専門的テストおよび測定サービスを利用す
ることができます。こうしたサービスは、お客様それぞれの技術的ニーズおよびビジネス・ニーズ
に応じて購入することが可能です。お客様は、設計、システム統合、プロジェクト管理、その他の
専門的なサービスのほか、校正、追加料金によるアップグレード、保証期間終了後の修理、オンサ
イトの教育およびトレーニングなどのサービスを購入することにより、問題を効率良く解決して、
市場のきびしい競争に勝ち抜くことができます。世界各地の経験豊富なアジレント・テクノロジー
のエンジニアが、お客様の生産性の向上、設備投資の回収率の最大化、製品の測定確度の維持をお
手伝いします。
本社〒192-8510 東京都八王子市高倉町9-1
計測お客様窓口
受付時間 9:00-19:00
(12:00-13:00もお受けしています。土・日・祭日を除く)
FAX 、E-mail 、Web は 24 時間受け付けています。
TEL ■■ 0120-421-345
(0426-56-7832)
FAX ■■ 0120-421-678
(0426-56-7840)
Email
[email protected]
電子計測ホームページ
www.agilent.co.jp/find/tm
●
記載事項は変更になる場合があります。
ご発注の際はご確認ください。
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アジレント・テクノロジー株式会社
電子計測UPDATE
www.agilent.com/find/emailupdates-Japan
Agilentからの最新情報を記載した電子メールを無料でお送りします。
Agilent電子計測ソフトウェアおよびコネクティビティ
Agilentの電子計測ソフトウェアおよびコネクティビティ製品、ソリューション、
デベロッパ・ネットワークは、PC標準に基づくツールによって測定器とコンピュ
ータとの接続時間を短縮し、本来の仕事に集中することを可能にします。詳細に
ついてはwww.agilent.co.jp/find/jpconnectivityを参照してください。
Bluetoothは米国Bluetooth SIG, Inc.が所有する商標であり、
Agilent Technologies, Inc.にライセンスされています。
MATLABはThe Math Works, Inc.の米国における登録商標
です。
July 5, 2004
5989-0506JA
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