数百 W、60V の入出力：並列接続が容易で温度上昇を最小限に抑える同期整流式 4 スイッチ昇降圧コンバータ Keith Szolusha LT3790 は 4 スイッチの同期整流式昇降圧 DC/DC コンバータで、最大効率 98.5% 時に定電圧および定電圧の両方を安定化し、使用するインダクタは 1 個だけです。このデバイスは数百 W の電力を供給可能であり、入出力定格 60V が特長なので、昇圧と降圧の両方の変換が必要な場合の DC/DC 電圧レギュレータやバッテリ・チャージャ 120W、24V、5A 出力の昇降圧電圧レギュレータ図 1 に示す昇降圧コンバータは、負荷 0A ∼ 5A のとき最大効率 98.5% で 24V を安定化します。また、8V ∼56V の入力電圧範囲で動作します。この回路は、調整可能な低電圧およびに最適です。過電圧ロックアウトによって保護されます。このデバイスは短絡保護回路を内蔵しており、出力に短絡が生じるとSHORT 出力フラグによっ LT3790 コンバータは、その同期スイッチング外付けのゲート・ドライバ、または強制空気流回路構成により、単独で大電力を供給できまあるいはその組み合わせによって軽減できますが、最終的には大電力時のスイッチング損すが、 2 個以上のコンバータを単純に互いに失または導通損失あるいはその両方によって並列に接続して負荷を分散する方が良い場合基板が過熱し、コンバータ 1 個に負担がかかがあります。これは LT3790 昇降圧レギュレーる可能性があります。熱は大型のヒートシンク、タを使うと簡単です。て示します。軽負荷時の DCM 動作による最も低い消費電力と、逆電流保護が特長です。検出抵抗 ROUT は、短絡と過負荷の両方の状況での出力電流制限値を設定して、堅牢なアプリケーションを実現します。 RIN 1.5mΩ VIN 8V TO 56V 4.7µF 100V ×2 51Ω INTVCC VIN 1µF D1 D2 TG1 499k BG1 OVLO INTVCC 100k 0.1µF M4 M2 L1 10µH M3 120W、24V、5A 出力の昇降圧電圧レギュレータは、効率が最大で98.5%で、 0.1µF 200k 4.7µF 50V ×2 BG2 SW2 TG2 ISP ISN FB CTRL CSS 33nF 1000pF RT RC 15k CC 10nF SGND 147k 200kHz VOUT 24V 5A (12A*) 71.5k 1.37k SNSN SS SYNC VC 28 | 2015年1月： LT Journal of Analog Innovation ROUT 8mΩ PGND PWM 100k COUT 220µF 35V ×2 RSENSE 2mΩ LT3790 ISMON CLKOUT PWMOUT VREF 並列接続が簡単です。 + SNSP SHORT C/10 CCM IVINMON 33nF 図 1．入力電圧範囲が 8V ∼56V で M1 SWI EN/UVLO 27.4k CVCC 4.7µF 0.1µF BST1 IVINP 88.7k C1 47µF 80V BST2 IVINN 470nF 499k + D1, D2: NXP BAT46WJ L1: COILCRAFT SER2915L-103KL 10µH M1, M2: INFINEON BSC100N06LS3 60Vds M3, M4: INFINEON BSC032N04LS 40Vds C1: NIPPON CHEMICON EMZA800ADA470MJAOG COUT: SUNCON 35HVT220M ×2 *WITH VIN > 20V, CAN DELIVER 300W USING ROUT = 4mΩ, RC = 5k, CC = 22nF 3.83k 設計特集図 3．2 つの LT3790 24V 電圧レギュレータは並列接続するのが簡単で、ディスクリート部品の温度上昇が制限されている出力の倍増に対応します。 VIN 8V TO 56V 図 2．図 1 に示す 24V、5A のコンバータが 1 個の場合、どの部品でも温度上昇は 12V 入力（a）時が最大 20° C であり、9V 1.5mΩ 499k 470nF 499k 51Ω 4.7µF 100V ×2 1µF 入力（b）時が 50° C です。8V 入力（c）時でも、最も高温の部品が到達する温度は、強制空冷もヒートシンクによる放熱も行わずに、わずか 96.5° C です。 IVINP EN/UVLO EN IVINN VIN INTVCC 27.4k 0.1µF C/10 TG1 M1 SWI SHORT VREF 0.1µF BG1 LT3790 PWM M2 0.1µF L1 10µH VOUT 24V 10A (25A*) ROUT1 8mΩ M4 51Ω M3 + COUT1 220µF 35V ×2 + COUT2 220µF 35V ×2 0.47µF SNSP CTRL 2mΩ 100k SNSN PGND SS 33nF 4.7µF 50V ×2 BST1 INTVCC1 VIN = 12V VOUT = 24V IOUT = 5A 単層 PCB 強制空冷なし 4.7µF 10V D1 D2 BST2 200k SHORT C1 47µF 80V INTVCC1 CCM OVLO 88.7k + BG2 IVINMON CLKOUT ISMON SYNC (a) SW2 VC 1.37k 3.83k 147k 200kHz 5k 1000pF SGND RT 71.5k TG2 ISP ISN FB 47nF VIN VIN = 9V VOUT = 24V IOUT = 5A 単層 PCB 強制空冷なし 1.5mΩ 499k 470nF 499k IVINP EN/UVLO EN 51Ω 1µF IVINN VIN INTVCC 88.7k 27.4k 0.1µF C/10 TG1 SHORT VREF BG1 LT3790 33nF M6 0.1µF L2 10µH M8 M7 ROUT2 8mΩ 51Ω 0.47µF SNSP 2mΩ 100k VIN = 8V VOUT = 24V IOUT = 5A 単層 PCB 強制空冷なし M5 SWI PWM 4.7µF 50V ×2 BST1 200k 0.1µF C2 47µF 80V 4.7µF 10V D3 D4 BST2 INTVCC2 SHORT + INTVCC2 CCM OVLO (b) 4.7µF 100V ×2 SNSN PGND SS BG2 1nF (c) CTRL IVINMON ISMON CLKOUT SYNC VC 470Ω 22nF RT SW2 TG2 ISP ISN FB SGND 147k 200kHz 71.5k 14.0k D1–D4: NXP BAT46WJ 3.83k L1, L2: COILCRAFT SER2915L-103KL 10µH M1, M2, M5, M6: INFINEON BSC100N06LS3 60Vds M3, M4, M7, M8: INFINEON BSC032N04LS 40Vds COUT1, COUT2: SUNCON 35HVT220M ×2 C1, C2: NIPPON CHEMICON EMZA800ADA470MJAOG *25A FOR VIN > 20V AND ROUT1,2 =4mΩ 2015年1月： LT Journal of Analog Innovation | 29 マスタの CLKOUT ピンをスレーブの SYNC 入力ピンに直接接続して、2 つの並列接続コンバータの位相を 180° 交互に配置することができます。コンバータ間の位相差を 180° にすると、コンバータの全体的な出力リップルは低減され、2 倍にはなりません。3 つ以上のコンバータを並列に接続した場合は、外部のクロック信号源を使用するか、または CLKOUT ピンをデイジーチェーン接続して、コンバータを同期し、位相をずらして動作させるか、同相で動作させることができます。 0.5 IL1(MASTER) 5A/DIV IL2(SLAVE) 5A/DIV IL1(MASTER) 2A/DIV IL2(SLAVE) 2A/DIV 0.4 0.3 0.2 ISMON1 500mV/DIV ISMON2 500mV/DIV ∆I (A) 0.1 ISMON1 500mV/DIV ISMON2 500mV/DIV 0.0 –0.1 –0.2 –0.3 –0.4 VIN = 12V VOUT = 24V ILOAD = 10A 2µs/DIV VIN = 24V VOUT = 24V ILOAD = 10A 2µs/DIV –0.5 0 2 6 4 LOAD CURRENT (A) 8 図 4．並列接続コンバータのインダクタ電流と出力電流の整合この 120W 基板の 12V 入力時の温度上昇は、並列接続コンバータ、図 2a に示すように最も高温の部品（スイッチ定電圧のマスタ、定電流のスレーブ位相をずらして動作させるか、同相で動作させング MOSFET）でもわずか 20 ° C です。部品並列接続のスイッチング・コンバータは、出力ることができます。の温度を過剰に上昇させずに、12V 入力時の電圧範囲全体を通じて負荷を均等に分担す出力電力を大きくするか低めの VIN から同じるのが理想です。定電圧または定電流で動作 120W を得る場合でも、なお余裕があります。する LT3790 の能力により、1 つのマスタ・コただし、出力電力を大きくするには、それにンバータで出力電圧を制御できます。さらに、応じて出力電流制限値を増やすことが必要なその電流モニタ出力（ISMON）は、スレーので注意してください。入力を 8V まで下げてブ・コンバータ固有の出力レベルと一致させ 120W 出力で動作させた場合、この標準の 4 るためにどの程度の出力電流を安定化するか層 LT3790 PCB の部品は、強制空冷もヒート（CTRL 入力）を 1 つまたは複数のスレーブ・シンクによる放熱も行わずに（室温で）97° C未コンバータに指示します。この方法を使用してイジーチェーン接続して、コンバータを同期し、 LT3790 を並列に動作させることによって形成される 24V、10A（特定の条件では 25A、図を参照）の電圧レギュレータを図 3 に示します。 2 つの並列回路を使用することにより、温度上昇の最大値は、どのディスクリート部品でも 12V 入力の M3 および M7 MOSFET でわずか 20° C であり、9V 入力では 50° C です。図 3 の上側のコンバータ（マスタ）は、24V の満にとどまります。温度上昇と入力電圧範囲を複数のコンバータ間で電流が一致すれば、ほ出力電圧を安定化し、下側（スレーブ）コンバー同じ大きさだけ制限して、きわめて大きな電力ぼ理想的です。タによって安定化される電流レベルを指示しを供給するため、2 つ以上の LT3790 コンバータを容易に並列接続することができます。マスタの CLKOUT ピンをスレーブの SYNC 入力ピンに直接接続して、2 つの並列接続コンバータの位相を 180° 交互に配置することができます。コンバータ間の位相差を 180° にすると、コンバータの全体的な出力リップルは低減され、2 倍にはなりません。3 つ以上のコンバータを並列に接続した場合は、外部のクロック信号源を使用するか、または CLKOUT ピンをデ 30 | 2015年1月： LT Journal of Analog Innovation ます。マスタの ISMON 出力は、マスタがどの程度の電流を供給しているかを示します。また、スレーブの CTRL 入力に ISMON を直接接続することにより、スレーブはマスタに従うことを強制されます。LT3790 の ISMON 出力レベルと CTRL 入力レベルは、一方から他方への直接接続が可能になるように、まったく同じように対応付けられます。また、そうすることにより、図 4 に示すように、全出力電流を並列 10 設計特集並列接続のスイッチング・コンバータは、出力電圧範囲全体を通じて負荷を均等に分担するのが理想です。定電圧または定電流で動作する LT3790 の能力により、 1 つのマスタ・コンバータで出力電圧を制御できます。さらに、その電流モニタ出力（ISMON）は、スレーブ・コンバータ固有の出力レベルと一致させるためにどの程度の出力電流を安定化するか（CTRL 入力）を 1 つまたは複数のスレーブ・コンバータに指示します。摂動信号を注入してループの応答を測定する VOUT 1V/DIV (AC COUPLED) VOUT 1V/DIV (AC COUPLED) ISMON1 (MASTER) 500mV/DIV ISMON1 (MASTER) 500mV/DIV ISMON2 (SLAVE) 500mV/DIV ISMON2 (SLAVE) 500mV/DIV VIN = 12V 500µs/DIV VOUT = 24V ILOAD = 5A TO 10A ことで各ループを測定することができます。定電流のスレーブでは、そのループを切断し、従来の電圧帰還経路ではなく電流ループの帰還経路で信号を注入する必要があります。並列動作時に使用するのは帰還ループだからです。図 7 に示すマスタのボード線図は、システムの安定性を実証しています。まとめ 500µs/DIV VIN = 24V VOUT = 24V ILOAD = 5A TO 10A LT3790 同期整流式昇降圧コントローラは、さまざまな負荷に対して 100W 超の電力を最大効率 98.5% で供給し、複数のコンバータを並図 5．並列接続コンバータのトランジェント応答では電流が均等に分担される列接続するのが簡単で、さらに大電力の出力にも対応します。出力電圧または出力電流を接続コンバータ間で均等に分担するよう強制しことができます。図 5 に示す電流が 50% から制御する能力と、ISMON 出力アンプと CTRL ます。スレーブの電圧帰還ループはレギュレー 100% に変化したときのトランジェント応答で入力アンプのレベル整合機能を組み合わせるション状態になっておらず、スレーブがマスタは、適切に補償されたコンバータと均等に分担ことにより、マスタの電圧レギュレータと 1 つまに従うことができるように、スレーブの出力電された負荷電流を実証しています。ネットワーたは複数のスレーブ電流レギュレータの接続圧をわずかに高く（28V）設定していることにク・アナライザを使用してさらに解析することが簡単になります。結果として、数百 W を高効注意してください。により、個々のコンバータの詳細が分かります。率で供給できる大電力 60V 昇降圧レギュレー制御ループのボード線図を生成するためのノションを実現できます。n イズ注入点および測定は、定電圧レギュレートランジェント応答とネットワーク・アナライザタのマスタと定電流レギュレータのスレーブでのループ解析を使用して、安定性を測定するは異なります。これとは別に、図 6 に示すように、 IOUT ROUT1 + + 100Ω CH1 – + CH2 – CURRENT LOOP BODE PLOT MEASUREMENT SETUP FOR SLAVE 72.8k IOUT ROUT2 VOUT + COUT1 – CH1 + NOISE INJECT ISP – CH2 + 39Ω VOUT COUT2 NOISE INJECT 60 180 50 150 40 120 30 90 PHASE 20 GAIN (dB) VOLTAGE LOOP BODE PLOT MEASUREMENT SETUP FOR MASTER 30 0 3.83k ISN 図 6．並列接続コンバータのループ応答測定 0 GAIN –10 –30 –20 –60 –30 VIN = 18V VOUT = 24V ILOAD = 10A –40 –50 FB 60 10 –60 PHASE (°) 安定性を得るためのループ解析 0.2 –90 –120 –150 PARALLEL 1 10 FREQUENCY (kHz) 50 –180 図 7．ボード線図が示すのは並列システムの測定結果です。 2015年1月： LT Journal of Analog Innovation | 31