メタマテリアル回路を用いた 次世代マイクロ波電力増幅器の 高効率化 芝浦工業大学 工学部 通信工学科 教授 田中愼一 マイクロ波用途の メタマテリアルとは メタマテリアル（人工媒質） 電界 E 磁界 H 電磁波 進⾏⽅向 電界 E 磁界 H 電磁波 進⾏⽅向 Victor Georgievich Veselago 1967年に左手系メタマテリアルの 存在を予見。ロシア人。 右手系 0, 左手系 0 0, 0 電磁波の伝播の分類 3 Maxwellの方程式と波動方程式 マクスウェル方程式 波動方程式 1 波が伝搬する条件： 0, 0 0, 0 4 負の屈折率 （スネルの法則） 左手系物質 光の屈折 5 メタマテリアルの最初の実現 2000年 David Smithによる「人工誘電体」と「人工磁性体」 共鳴により負の誘電率，負の透磁率を実現 極めて狭帯域で損失も大きい 6 伝送線路を用いた メタマテリアル 電磁波の伝送の仕方 線路 電磁波の 伝送媒体 Z 均質な媒質 Z Y Y , Z⁄Y ⁄ 伝搬定数 インピーダンス （特性インピーダンス） ⁄ （波動インピーダンス） 8 “ε < 0”，“μ < 0” の実現方法 L L C L C 右手系の伝送線路 C L C L C L 左手系の伝送線路 9 右手系伝送線路の性質 · 2 8 2 ℓ 2 ℓ · 4 ℓ 周波数と位相の関係 伝送線路の分散 10 左手系伝送線路の性質 負の位相、負の位相速度（ 郡速度（ · ） ）に周波数依存性あり → 分散あり の「縛り」がない 左手系伝送線路 右手系伝送線路 (<0) 伝送線路の分散 11 右手左手系複合線路（CRLH線路） Composite Right-/Left-Handed Transmission Line マイクロストリップ線路など 寄生L 寄生C 外部C 外部L 外部C、外部Lで 分散が制御可能に 右手系的な 性質 左手系的な 性質 12 従来のCRLH線路の応用例 90°/270° 90° 90° 270° 90° 270° 90° 90° 90° 90°/270° RH TL CRLH TL CRLH TL 3 RH TL Zeroth‐order Resonance CRLH TL ∆ Dual Band 90° 270° デュアルバンド動作化 [1] 90° 90° 広帯域化 [2] ≅ ° RH TL 270° 180° 90° 90° 180° アンテナ超小型化 [3] [1] I.-H. Lin et al. IEEE Trans. Microwave Theory Tech., 53, 2004 [2] H. Okabe et al. IEEE Trans. Microwave Theory Tech., 52, 2004 [3] A. Sanada et al. Asia Pacific Microwave Conference (APMC), 2003 13 CRLH線路スタブの マイクロ波回路への応用 スタブとその共振モード（１） マイクロ波 マイクロストリップ線路 オープンスタブ 電圧定在波 腹 節 4 反射 共振 モード 伝送ゼロ f = f0 反射 反射ゼロ f = 2f0 伝送ゼロ f = 3f0 15 右手系線路を用いるスタブの制約 · の縛り （共振が周期的にしか出現しない） 線形な分散 → Freq. 右手系線路 3f0 f0 2f0 3f0 伝送ゼロ 節 2f0 反射ゼロ 節 f1 f0 -90° 伝送ゼロ 0° 90° 180° 270° Phase (deg) 16 CRLH線路スタブの特徴 8 セル数 N=3 5 伝送ゼロ点 反射ゼロ点 ℓ CL N=2 4 N=1 3 LL CL CL 2 N LL 1 ℓ 1 0 CL … 6 N=3 Phase Frequency (GHz) 7 Port 1 0 -10-20-30-40 450 360 270 180 |S21| (dB) 90 0 Port 2 -90 -180 (deg) スタブ線路の分散とスタブの|S21|特性の関係 17 CRLH線路スタブのこれまでの応用 · CRLHスタブ 群速度 → High-Q 周波数 270° 伝送零点 180° 90° 0° 90° 0° 分散制御 反射零点 高無負荷Q 共振器 [4] Multi-band Wide-band 位相 540° 450° 270° 180° 90° 270° 0° 90° 180° CRLH線路の分散特性 540° 450° 270° 180° [4] S. Tanaka, K. Mukaida and K. Takata, IEICE Trans. Electron., vol.E98-C (3), 2015. [5] T. Oka, T. Ogata, K. Saito and S. Tanaka, Asia Pacific Microwave Conference (APMC), 2014. ３バンド広帯域 整流器 [5] 18 X帯低位相雑音発振器 [６] 安価材料を用いても平面共振器 のQ値向上が可能 位相雑音を大幅に低減 RF Out Resonator [6] S. Tanaka, H. Nishizawa and S. Saito, IEEE MTT-S Int. Microwave Symp. (IMS), 2015. 19 X帯CRLHスタブ共振器 [６] 実現可能なQ値および挿入損失を改善 Zeroth order resonance (m = 0) |S21| (dB) 0 2.8 dB -10 CRLH Stub Resonator -20 -30 Negative order resonances (m = -3, -2, -1) -40 0 0 |S21| (dB) Measured Simulated 5 10 5 10 Positive order resonance (m = +1) 5.8 dB 15 20 15 20 CRLH線路 スタブ共振器 -10 -20 MSL Stub Resonator -30 -40 0 Frequency (GHz) マイクロストリップ線路 スタブ共振器 20 共振器Q向上の原理 [６] 16 Frequency (GHz) 15 郡速度 N=2 14 Reflection Zeros 13 Transmission Zeros 0 11 → 0 -1 12 m=-3 -2 Target frequency 10 無負荷Q 9 8 Identical unit cells 7 6 -360 -270 Non-identical unit cells -180 -90 2 0 · → ∞ 90 Phase (deg) CRLHスタブ線路の分散特性（シミュレーション） 21 本日ご紹介する 発明技術 F級増幅器 高効率と高出力の両立が可能 理想的な高調波処理回路の実現には課題あり 2f0 出力 Zin 電力効率 整合 回路 5f0 整合 回路 0/4 4f0 Zin= ZLopt 0 ∞ 3f0 @ f0 @ 2f0, 4f0 ... @ 3f0, 5f0 ... 出典：「マイクロ波トランジスタ」（高山著） B級動作 電圧 VD F級動作 電流 ID 時間 電圧 VD 電流 ID 時間 23 従来技術とその問題点 集中定数を利用 [7][8] 多数スタブを利用 • • 回路面積の肥大化 スタブ間の干渉 • • マイクロ波帯での適用に難 ３次高調波までの処理 従来技術によるF級増幅回路 [7] F. R. Raab, IEEE Trans. Microwave Theory and Tech., vol. 45, no.11, pp. 2007-2012, 1997. [8] R. A. Beltran, IEEE MTT-S Int. Microwave Symp., pp. 8-11, 2014. 24 発明技術のメリット 単一スタブで５次高調波まで一括処理 集中定数の容量値は1pF以下（マイクロ波帯に応用可能） 小型化 高性能化 25 従来の課題を解決できる理由 CRLH線路の左手系領域を使うことで分散を制御 分散は主にCとLを用いて任意の形状が実現可能 Freq. 伝送零点 （スタブ短絡） 6f0 5f0 4f0 反射零点 反射零点 3f0 （スタブ開放） （スタブ開放） 伝送零点 2f0 （スタブ短絡） f0 CRLH線路 -720° -630° -540° -450° -360° -270° -180° -90° マイクロストリップ線路 0° 90° 180° 270° Phase (deg) 26 27 CRLH線路スタブの試作評価 基本波の負荷 条件が変動 影響なし 従来技術 発明技術 他の実施例：ダブルスタブ スタブ２本で５次高調波まで一括処理 さらなる小型化が可能 3f0 & 5f0 短絡 反射ゼロ点 伝送ゼロ点 2f0 & 4f0 短絡 28 CRLHスタブ高調波処理回路 [9] マイクロストリップ線路スタブと比較して1/3～1/4の小型化 ５倍波（10GHz）までの設計精度を確認 2f0 3f0 4f0 5f0 0 0.2 pF 3f0, 5f0 2f0, 4f0 0.5 pF 0.6 pF 3.2 mm |S21| (dB) -10 3.3 mm -20 -30 Measured Simulated 0.2 pF -40 /4 @2GHz = 22.1 mm CRLHスタブの外観写真 0 2 4 6 8 10 12 Frequency (GHz) CRLHスタブのS21特性 [9] S. Tanaka, S. Koizumi and S. Saito, European Microwave Conference (EuMC), 2016. 29 FET電流・電圧波形の解析 飽和レベルにおいてF級動作に特有の波形を確認 高調波処理回路により7.7%の効率改善 Id Vd 100 50 80 40 PAE： 82.2% 120 Vd 100 Id 80 30 60 40 20 40 10 20 10 20 0 0 0 30 60 20 0 0.2 0.4 0.6 0.8 Time [nsec] 1 Id[mA] 40 60 Id[mA] Vd [V] 50 120 Vd [V] PAE： 74.5% 60 0 0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 Time [nsec] B級動作条件で最適化 F級動作条件で最適化 （CRLH線路スタブなし） （CRLH線路スタブあり） 30 2GHz GaN FET増幅器の試作 [10] 入力側 2f0処理、出力側 2f0-5f0処理 /4線路 （Z0 = 85 ） GaN HEMT Wg = 100 um x2 Lg = 0.25 um 基板: Megtron 6 r = 3.6 tan = 0.002 t = 0.635 mm 2f0 処理 CRLH線路スタブ 基本波整合 （2f0, 3f0, 4f0, 5f0 処理） [10]小泉, 田中 電子情報通信学会ソサイエティ大会 (北大), 2016. 31 評価結果 ～高出力特性～ 優れた電力効率 ηd = 84.5%, ηadd = 74.4%を実現 120 25 ηd 100 20 80 Gain 15 Gain [dB] Pout Measured Simulated ηadd 60 10 ηd , ηadd [%] Pout [dBm] 30 40 f0 = 2 GHz Vd = 20 V Vg = -3.4 V 5 20 0 0 0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20 Pin [dBm] 32 評価結果 ～周波数スペクトル～ 狙い通りの高調波処理ができていることを間接的に確認 f0 53dB 53dB Vload [dBm] 45.1dB 36dB f0 58.4dB 58dB 46.3dB 3f0 50dB 3f0 5f0 2f0 4f0 Frequency [GHz] 2f0 5f0 4f0 Frequency [GHz] シミュレーション 出力信号の周波数スペクトル Pin=16dBm(飽和領域) 33 実用化に向けた課題 本質的な技術課題はないと考えています 今後、どこまで適用範囲を広げられるか検証を進める予定 ５G通信規格 → 4GHz, 8GHz MMIC集積回路化（端末） 34 本技術に関する知的財産権 発明の名称 出願番号 出願人 発明者 ：高調波処理回路、及びそれ を用いたF級増幅回路 ：特願2015-163118 ：芝浦工業大学 ：田中 愼一、斉藤 賢吾、 小泉 聡大 お問い合わせ先 芝浦工業大学 産学官連携コーディネーター 吉田 晃 ＴＥＬ 03－5859 － 7180 ＦＡＸ 03－5859 － 7181 e-mail sangaku＠ow.shibaura-it.ac.jp
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