広範囲電圧に対応した 双方向 ZVS DC-DC コンバータ BIDIRECTIONAL ZVS DC-DC CONVERTER WITH WIDE VOLTAGE RANGE 人見 基久 Motohisa HITOMI 要 旨 単純な回路構成で広い電圧範囲に対応した絶縁型双方向 DC-DC コンバータを提案する。この回路は， 1 次側のスイッチ素子を制御する降圧動作と 2 次側のスイッチ素子を制御する昇圧動作の 2 種類の動作 状態が存在するため，昇降圧動作が可能となっている。 さらに，降圧動作と昇圧動作の両方において，全てのスイッチ素子を Zero Voltage Switching（ZVS） でオンさせることが可能で，高効率，広入出力範囲対応の絶縁型双方向 DC-DC コンバータとなっている。 また，今回提案した絶縁型双方向 DC-DC コンバータが，出力 3.5kW の実験機において双方向で最高 効率 97.7％以上の高効率が実現可能であることを確認できた。 Abstract We propose an isolation type bidirectional DC-DC converter circuit characterized with a simple circuit configuration to cover a wide voltage range. The circuit supports both the buck mode and the boost mode, as it has two different states of operations. Specifically, in the buck mode, the primary-side switching device is controlled, whereas in the boost mode the secondary-side switching device is controlled. In addition, it incorporates zero voltage switching (ZVS) technology to turn all switching devices on both in buck mode and in boost mode. This adds to the isolation type bidirectional DC-DC converter circuit the features of high efficiency, and wide input and output range. We have confirmed that the isolation type bidirectional DC-DC converter circuit proposed achieves high efficiency with a peak efficiency of 97.7% or higher in both directions at output of 3.5 kW experimental unit. １．ま え が き えた双方向の DC-DC コンバータとすることが望まし 近年，各所で導入が進んでいる太陽光発電，風力発 い。また，蓄電装置として広く使用されているリチウ 電等の再生可能エネルギーは，その性質上出力が安定 ムイオン電池等は充電状態によって電圧値が大きく変 しないため，余剰分の電力を蓄え，不足分の電力を補 化するため，広範囲な電圧に対応した DC-DC コンバー う蓄電装置の重要性が増してきている。また，災害等 タが必要となる。 による停電時の電力供給手段としても，蓄電装置への 今回，双方向において昇降圧動作を行うことで広範 関心が高まっている。 囲 な 入 出 力 電 圧 に 対 応 し， か つ Zero Voltage 蓄電装置の充電及び放電時の電圧，電流を管理する Switching（以下，ZVS）を行うことで高効率を実現 目的で DC-DC コンバータが使用されるが，充電用と した絶縁型双方向 DC-DC コンバータを提案する。ま 放電用で２台構成とするとサイズ・重量が大きくなり， た，実験によって諸特性を確認したので報告する。 価格も高くなるため，1 台で充電，放電の両機能を備 Origin Technical Journal No. 77 (2014) I-3 X D1 Q1 D3 Q3 D2 Q2 Cc Q5 L D5 T Q7 Cd Cb Q4 C7 C6 C4 C2 D7 C5 C3 Ca C1 D4 Q6 Q8 D6 C8 D8 Y 図１ 双方向 DC-DC コンバータ回路 Bidirectional DC-DC converter circuit ２．回路説明 今回開発した双方向 DC-DC コンバータ回路を図１ に示す。図 1 の C1 ～ C8 はスイッチ素子の寄生容量を 表している。 従来のフルブリッジコンバータ等のように，出力側 にリアクトルが存在する絶縁型 DC-DC コンバータを 逆方向で使用すると，リアクトルの影響でスイッチ素 デッドタイム Q1(Q7) OFF ON Q2(Q8) パルス幅制御 Q4(Q6) Q3(Q5) 子に過大なサージ電圧が発生する。また，直列共振形 コンバータ等では，順方向，逆方向共に降圧動作とな Q6(Q4) るため，入力電圧や出力電圧が広範囲な場合は，双方 Q5(Q3) 向で所定の電圧を出力することが出来ない。 今回提案する回路は，フルブリッジコンバータ等と は異なり，出力側にリアクトルが存在せず，サージ電 圧が発生しにくい。また，1 次側と 2 次側のスイッチ 素子を制御することで，双方向で昇降圧動作を可能と したため，広範囲の入出力電圧に対応可能となってい る。それに加えて，全てのスイッチ素子を ZVS でオ Q7(Q1) デッドタイム Q8(Q2) 図２ X 方向（Y 方向）スイッチ素子駆動信号−降圧時 X-direction(Y-direction) driving signals of switching devices ‒ Buck mode ン可能であるため，スイッチング損失を低減出来る。 デッドタイム ３．スイッチ素子駆動信号 3.1 降圧動作時 降圧動作時のスイッチ素子駆動信号を図２に示す。 図 1 の X 方 向 に 電 力 を 伝 送 す る 場 合，Q1，Q2，Q6， Q5 はデッドタイム固定で制御せず，Q7，Q8 はオフし ており，Q4，Q3 のパルス幅を変化させることで制御 を行う。図 1 の Y 方向に電力を伝送する場合は，図 2 Q1(Q7) パルス幅を最大に固定 Q4(Q6) Q3(Q5) 位相シフト制御 のカッコ内のスイッチ素子となり，1 次側と 2 次側の 駆動信号が入れ替わる。 Q5(Q3) 3.2 昇圧動作時 Q7(Q1) 昇圧動作時のスイッチ素子駆動信号を図３に示す。 Q8(Q2) ドタイム固定，Q4，Q3 はパルス幅を最大値で固定し 制 御 せ ず，Q7，Q8 は オ フ し て お り，Q6，Q5 の 位 相 I-4 Origin Technical Journal No. 77 (2014) OFF Q2(Q8) Q6(Q4) 図 1 の X 方向に電力を伝送する場合，Q1，Q2，はデッ ON デッドタイム 図３ Ｘ方向（Ｙ方向）スイッチ素子駆動信号−昇圧時 X-direction(Y-direction) driving signals of switching devices ‒ Boost mode 広範囲電圧に対応した双方向 ZVS DC-DC コンバータ をシフトさせることで制御を行う。図 1 の Y 方向に電 なお，半周期においてのみ説明するが，もう半周期も 力を伝送する場合は，図 3 のカッコ内のスイッチ素子 同様である。 となり，1 次側と 2 次側の駆動信号が入れ替わる。 ①状態 a ４．動作説明 Q1，Q4 が共にオンすると，各部電流が直線状に上 4.1 降圧動作時 昇する。Q4 は D4 が導通中に Q1 よりも前にオンさせ 図４のシミュレーション波形，図５の等価回路を用 ることによって ZVS でオンさせている。また，Q5 も いて降圧動作時の動作を説明する。以下の説明は図 1 D5 導通中にオンさせることで ZVS としている。 の X 方 向 時 の 場 合 で 行 う が Y 方 向 時 も 同 様 で あ る。 ②状態 b Q1駆動 Q4 がオフすると，コンデンサ C3，C4，Ca，Cb と Q4駆動 チョーク L との共振により，Q4 の電圧は上昇し，Q3 Q5駆動 の電圧は下降する。Ca，Cb をスイッチ Q3，Q4 に並 列に接続することで Q4 の電圧の上昇が緩やかになり スイッチング損失を低減する効果が期待できる。 Q1電圧 ③状態 c Q1,D1 Q3 の電圧がゼロまで低下すると，D3 が導通し，L とトランス T の 1 次側が D3 と Q1 によって短絡され， 電流は直線状に減少する。 Q4電圧 Q4,D4 出力 入力 Q1 D5 L Q5電圧 D3 Q1 T T D8 Q4 C6 Q1 Q8電圧 Ca C3 D5 L T Cb C4 Q8,D8 Cc D7 Cd 状態e 状態a Q5,D5 C5 L C1 D8 D3 C5 L T C2 C6 Cc D7 Cd 状態f 状態b T励磁電流 a c d e b Q1 D3 D5 L Q1駆動 T Q2駆動 D3 C5 L T D8 D2 状態c C6 Cc D7 Cd 状態g Q1電圧 Q1,D1 Q1 D3 L Q2電圧 Q5 T Q3 D7 Q2 D7 L T D6 Q2,D2 f g h 図４ 降圧動作時の各部シミュレーション波形 Simulated waveforms in buck mode 状態d 状態h 図５ 降圧動作時の各状態の等価回路（矢印は電流の向き） Equivalent circuit in buck mode (Arrows indicate the direction of current) Origin Technical Journal No. 77 (2014) I-5 ④状態 d ①状態 a D8 が逆回復時間の後，遮断すると，D8 の逆回復電 Q1，Q4 が 共 に オ ン す る と， 既 に オ ン を し て い た 流によって，Q5，D7 に循環電流が流れる。T の 2 次 Q6 と D8 によって T の 2 次側が短絡される。これによっ 側も Q5，D7 によって短絡され，各部に一定の電流が て L には入力電圧が印加され，各部の電流は直線状に 流れる。 上昇する。Q4 は D4 が導通中に Q1 よりも前にオンさ せることによって ZVS でオンする。 ⑤状態 e Q5 が オ フ す る と，C5，C6，Cc，Cd と L に よ る 共 ②状態 b 振によって Q1 の電流は上昇する。 Q6 が オ フ す る と，C5，C6，Cc，Cd と L と の 共 振 により，Q6 の電圧は上昇し，Q5 の電圧は下降する。 ⑥状態 f Cc，Cd をスイッチ Q5，Q6 に並列に接続することで Q1 がオフすると，C1，C2 と T の励磁 L との共振に Q6 の電圧の上昇が緩やかになりスイッチング損失を よって Q1 の電圧は上昇し，Q2 の電圧は下降する。こ 低減する効果が期待できる。 の時，T の励磁Ｌの値を調整し，励磁電流値をある程 度大きくしておくことで，Q2 の電圧をゼロまで下げ ③状態 c ることが出来る。また，前の状態（e）で Q1 の電流を Q5 の電圧がゼロまで低下すると D5 が導通し，2 次 増加させているため，C2 の電荷を全て引き抜くのに 側の電流は直線状に下降していく。また，D5 が導通 必要な電流をより確保しやすくなっている。 している間に Q5 をオンさせることによって ZVS でオ ンする。 ⑦状態 g Q2 の電圧がゼロまで低下すると D2 が導通する。 ④状態 d Q4 が オ フ す る と，C3，C4，Ca，Cb と L と の 共 振 ⑧状態 h により，Q4 の電圧は上昇し，Q3 の電圧は下降する。 D2 が導通している状態で Q2 をオンさせることで， この時，Ca，Cb をスイッチ Q3，Q4 に並列に接続す Q2 を ZVS で オ ン さ せ る こ と が 出 来 る。 ま た，Q3 は ることで Q4 の電圧の上昇が緩やかになりスイッチン D3 が導通している間にオンさせることで，ZVS でオ グ損失を低減する効果が期待できる。 ンさせている。 ⑤状態 e このように，Q1 ～ Q6 は，並列に接続されたダイオー Q3 の電圧がゼロまで低下すると，D3 が導通し，1 ド（スイッチ素子内蔵ダイオード）の導通中にオンさ 次側の L と T が D3 と Q1 によって短絡され，電流は せることが可能なため，ZVS でのオンを実現できる。 状態 c の時よりも急勾配で直線状に下降する。 Q7，Q8 はオンしていないためスイッチング損失は発 生しない。 ⑥状態 f Q1，Q2，Q5，Q6 は， オ フ す る 際 の 電 流 値 が 比 較 D8 が逆回復時間の後，遮断すると，D8 の逆回復電 的小さいため，オフ時のスイッチング損失が小さくな 流を初期値とする循環電流が Q5，D7 に流れる。T の る。Q3，Q4 はオフする際の電流値が大きくなるが， 2 次側も Q5，D7 によって短絡され，各部に一定の電 コンデンサ Ca，Cb を追加することで，オフ時の電圧 流が流れる。 の急激な上昇が抑えられ，スイッチング損失の低減が 可能となる。また，ZVS でオンするため，Ca，Cb を ⑦状態 g 追加しても，オン時のコンデンサ短絡損が増加しない。 Q1 がオフすると，C1，C2 と T の励磁 L との共振に よって Q1 の電圧は上昇し，Q2 の電圧は下降する。T 4.2 昇圧動作時 の励磁 L の値を調整し，状態（f）の時の１次側循環 図６のシミュレーション波形，図７の等価回路を用 電流値をある程度大きく（励磁電流を大きく）してお いて昇圧動作時の動作を説明する。以下の説明は図 1 くことで，Q2 の電圧をゼロまで下げることが出来る。 の X 方 向 時 の 場 合 で 行 う が Y 方 向 時 も 同 様 で あ る。 なお，半周期においてのみ説明するが，もう半周期も ⑧状態 h 同様である。 Q2 の電圧がゼロまで低下すると D2 が導通する。 I-6 Origin Technical Journal No. 77 (2014) 広範囲電圧に対応した双方向 ZVS DC-DC コンバータ Q1駆動 Q1 Q4駆動 Q6駆動 T Q4 Q1 Q1,D1 Q6 T T Q4 C6 Cc D3 Q1 Q4,D4 Q1 C1 D3 T Q4 D8 C4 Cb D7 Q5 D7 Q5 D7 T D3 D5 L Q6,D6 Q5 状態g Ca Q1 C3 L C2 状態c Q6電圧 D7 状態f D5 L Q5 T 状態b Q4電圧 L D8 Cd D8 状態e 出力 C5 L D5 L D8 状態a 入力 Q1電圧 D3 Q1 L T D8 T D2 状態d Q8電圧 状態h Q3 Q8,D8 L Q2 L T 状態i T励磁電流 図７ 昇圧動作時の各状態の等価回路（矢印は電流の向き） a c b Equivalent circuit in boost mode （Arrows indicate the direction of current） ef d Q1駆動 せることが可能なため，ZVS でのオンを実現できる。 Q2駆動 Q7，Q8 はオンしていないためスイッチング損失は発 生しない。 Q1電圧 Q1，Q2は，オフする際の電流値が比較的小さいため， Q1,D1 オ フ 時 の ス イ ッ チ ン グ 損 失 が 小 さ く な る。Q3，Q4， Q5，Q6 はオフする際の電流値が大きいが，コンデン Q2電圧 サ Ca，Cb，Cc，Cd を 追 加 す る こ と で， オ フ 時 の 電 Q2,D2 gh i 図６ 昇圧動作時の各部シミュレーション波形 Simulated waveforms in boost mode 圧の急激な上昇を抑え，スイッチング損失の低減が可 能 で あ る。 ま た，ZVS で オ ン す る た め，Ca，Cb， Cc，Cd を追加しても，オン時のコンデンサ短絡損が 増加しない。 ⑨状態 i 降圧動作の時と違い，状態（a）が存在することによっ D2 が導通している状態で Q2 をオンさせることで， て，出力電圧を昇圧することが可能となっている。 Q2 を ZVS で オ ン さ せ る こ と が 出 来 る。 ま た，Q3 は D3 が導通している間にオンさせることで，ZVS でオ ５．実 験 ンさせている。 5.1 実験機の仕様 一方の電圧を PFC（力率改善回路）出力を想定し このように，Q1 ～ Q6 は，並列に接続されたダイオー て 380V，他方の電圧はリチウムイオン電池等を想定 ド（スイッチ素子内蔵ダイオード）の導通中にオンさ して 220 ～ 350V とし，最大出力電力 3.5kW の実験装 Origin Technical Journal No. 77 (2014) I-7 X Y 220∼ 350Ｖ 380V 制御回路 図８ 双方向DC-DCコンバータ実験機回路構成 Experimental circuit of the bidirectional DC-DC converter 置を製作した。実験装置を図８に示す。なお，今回の で最大電力 3.5kW となる電流値）で一定とした時の 実験機ではスイッチ素子として MOSFET を使用し， 効率特性を図 11 に示す。出力電圧の全範囲でほぼ効 スイッチ素子と並列に接続されたダイオードは，FET 率が 97％以上となっており，本回路をリチウムイオ の内蔵ダイオードを使用した。 ン電池の充電器として使用した場合，220 Ｖ～ 350 Ｖ の広出力範囲で高効率での充電が可能である。 5.2 効率特性 図 8 の矢印 X 方向に電力を伝送した場合の効率特性 99 の測定結果を図９に示す。出力電圧が高い方が効率が 良く，最高効率は出力 350V，2.5kW 時で 97.7％であっ 97 の測定結果を図 10 に示す。入力電圧が高い方が効率 が良く，最高効率は入力電圧 350V，出力電力 2.5kW 効率（％） た。 図８の矢印 Y 方向に電力を伝送した場合の効率特性 入力電圧：350Ｖ 98 96 95 入力電圧：220Ｖ 94 93 92 時で 97.8％であった。入力電圧が低いほど，より昇圧 91 せねばならず効率が低下している。 90 今回，図 8 の X 方向時の動作はリチウムイオン電池 0 1000 等への充電を想定したものであるが，リチウムイオン 電池の場合，定電流で充電を行うのが一般的である。 図 8 の X 方向時に出力電流を 10A（出力電圧 350V 時 2000 出力電力（Ｗ） 3000 4000 図10 Ｙ方向効率特性（制御損無し） Power efficiency in the Y-direction（without control loss） 99 99 98 出力電圧：350Ｖ 98 97 効率（％） 96 出力電圧：220Ｖ 95 94 93 95 94 93 91 91 0 1000 2000 出力電力（Ｗ） 3000 4000 図９ Ｘ方向効率特性（制御損無し） Power efficiency in the X-direction（without control loss） I-8 96 92 92 90 効率（％） 97 Origin Technical Journal No. 77 (2014) 90 200 220 240 260 280 300 出力電圧（Ｖ） 320 340 360 図11 Ｘ方向−出力電流10A時の効率特性（制御損無し） Power efficiency of output current 10A in the X-direction （without control loss） 広範囲電圧に対応した双方向 ZVS DC-DC コンバータ ６．む す び 今回，簡単な回路構成で，広範囲の入出力電圧に対 応可能な双方向 DC-DC コンバータを提案した。また， 実験で効率特性を明らかにした。 人見 基久 エレクトロニクス事業部 開発部 2000 年入社，主に DC-DC コンバータの開発に 従事。 この回路は，全てのスイッチ素子が ZVS でオンす るため，高効率な双方向 DC-DC コンバータを実現可 能であり，蓄電装置の充放電用電源回路として最適で あると考える。 今後は，更なる特性の検証，改善を行い市場のニー ズに対応できる製品の開発に努力したい。 Origin Technical Journal No. 77 (2014) I-9
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