LTC3858-2 - Linear Technology

LTC3858-2
低消費電流、
デュアル 2 フェーズ
同期整流式降圧コントローラ
特長
概要
n
LTC ®3858-2 は、すべて N チャネルの同期パワー
MOSFET 段をドライブする、高性能なデュアル降圧スイッ
チング・レギュレータ・コントローラです。固定周波数電流
モード・アーキテクチャにより、最大 850kHz までフェー
ズロック可能です。2 つのコントローラの出力を位相をずら
して動作させることによって、入力コンデンサの ESR に起
因する電力損失とノイズを最小限に抑えます。
n
n
n
n
n
n
n
n
n
n
n
n
n
n
n
低動作時の消費電流：170µA（1つのチャネルがオン
状態の場合）
広い出力電圧範囲：0.8V ≤ VOUT ≤ 24V
広い入力電圧範囲：4V∼38V
RSENSEまたはDCRによる電流検出
位相をずらしたコントローラにより、必要な入力容量と
電源によるノイズを低減
OPTI-LOOP®補償によりCOUTを最小化
フェーズロック可能な周波数：75kHz～850kHz
プログラム可能な固定周波数：50kHz～900kHz
軽負荷時に連続動作、パルス・スキップ動作または
BurstMode ®動作を選択可能
低損失動作：99%デューティ・サイクル
出力電圧のソフトスタートまたはトラッキングを調整可能
パワーグッド出力電圧モニタ
シャットダウン時の低消費電流：8µA
内部LDOがVINまたはEXTVCCからゲートドライブに電力
を供給
起動時に電流フォールドバックなし
5mm╳5mm QFNパッケージ
アプリケーション
n
n
n
車載システム
バッテリ駆動デジタル機器
DC配電システム
無負荷時の消費電流が 170µA なので、バッテリ駆動システム
の動作時間を延ばします。OPTI-LOOP 補償により、広範な
出力容量と ESR 値に対して過渡応答の最適化を図ることが
できます。LTC3858-2 は過電圧保護クローバと短絡時のラッ
チオフ機能が無効にしてある点で、LTC3858 と異なります。
入力電源範囲が 4V ∼ 38Vと広いので、様々な中間バス電
圧とバッテリの種類に対応できます。
各コントローラは個別のソフトスタート・ピンを備えており、
起動時に出力電圧をランプアップします。短絡が発生した場
合は、電流フォールドバックによって MOSFET の放熱を制限
します。
L、LT、
LTC、LTM、
Burst Mode、OPTI-LOOP、µModule、PolyPhase、
Linear Technologyおよび
Linearのロゴはリニアテクノロジー社の登録商標です。No R SENSEおよびUltraFastはリニア
テクノロジー社の商標です。他の全ての商標はそれぞれの所有者に所有権があります。
5481178、5705919、5929620、6100678、6144194、6177787、6304066、6580258を含む米国特許
により保護されています。
標準的応用例
高効率デュアル8.5V/3.3V降圧コンバータ
22µF
50V
4.7µF
BOOST1
TG2
BOOST2
SW1
SW2
BG1
BG2
LTC3858-2
SENSE2+
SENSE1–
SENSE2–
80
0.1µF
7.2µH
62.5k
150µF
680pF
20k
15k
VFB1
ITH1
SS1
0.1µF
VFB2
ITH2
SGND
SS2
0.1µF
193k
680pF
15k
20k
VOUT2
8.5V
3.5A
150µF
1000
EFFICIENCY
70
60
POWER LOSS
50
100
10
40
30
20
0.01Ω
0.007Ω
VOUT1
3.3V
5A
10000
90
PGND
SENSE1+
100
VIN = 12V
VOUT = 3.3V
FIGURE 13 CIRCUIT
10
0
0.0001
0.001
0.01
0.1
1
OUTPUT CURRENT (A)
10
POWER LOSS (mW)
3.3µH
INTVCC
EFFICIENCY (%)
TG1
0.1µF
VIN
効率と電力損失と
負荷電流
VIN
9V TO 38V
1
0.1
38582 TA01b
38582 TA01a
38582f
LTC3858-2
ピン配置
SW1
TG1
PGOOD1
ILIM
SS1
VFB1
ITH1
TOP VIEW
SENSE1+
32 31 30 29 28 27 26 25
SENSE1– 1
24 BOOST1
FREQ 2
23 BG1
PHASMD 3
22 VIN
CLKOUT 4
21 PGND
33
SGND
PLLIN/MODE 5
20 EXTVCC
SGND 6
19 INTVCC
RUN1 7
18 BG2
RUN2 8
17 BOOST2
TG2
SW2
PGOOD2
SS2
ITH2
9 10 11 12 13 14 15 16
VFB2
入力電源電圧（VIN）..................................................... –0.3V～40V
上側ドライバ電圧
BOOST1、BOOST2 .................................................... –0.3V～46V
スイッチ電圧（SW1、SW2）.............................................. –5V～40V
（BOOST1-SW1）、
（BOOST2-SW2）................................. –0.3V～6V
RUN1、RUN2 ................................................................... –0.3V～8V
8Vを超えるソースからピンにソースされる
最大電流 ......................................................................... 100µA
SENSE1+、SENSE2+、SENSE1–
SENSE2–の電圧 ........................................................... –0.3V～28V
PLLIN/MODEの電圧 ....................................................... –0.3V～6V
ILIM、PHASMD、FREQの電圧 .................................. –0.3V～INTVCC
EXTVCC.......................................................................... –0.3V～14V
ITH1、ITH2、VFB1、VFB2の電圧 ........................................... –0.3V～6V
PGOOD1、PGOOD2の電圧 .............................................. –0.3V～6V
SS1、SS2、INTVCCの電圧................................................ –0.3V～6V
動作接合部温度範囲（Note 2）................................–40°C～125°C
最大接合部温度（Note 3）..................................................... 125°C
保存温度範囲...........................................................–65°C～150°C
SENSE2+
（Note 1）
SENSE2–
絶対最大定格
UH PACKAGE
32-LEAD (5mm s 5mm) PLASTIC QFN
TJMAX = 125°C, θJA = 34°C/W
EXPOSED PAD (PIN 33) IS SGND, MUST BE SOLDERED TO PCB
発注情報
鉛フリー仕様
テープアンドリール
製品マーキング*
LTC3858EUH-2#PBF
LTC3858EUH-2#TRPBF
38582
LTC3858IUH-2#PBF
LTC3858IUH-2#TRPBF
38582
パッケージ
32-Lead (5mm × 5mm) Plastic QFN
32-Lead (5mm × 5mm) Plastic QFN
温度範囲
–40°C to 125°C
–40°C to 125°C
より広い動作温度範囲で規定されるデバイスについては、弊社または弊社代理店にお問い合わせください。
* 温度等級は出荷時のコンテナのラベルで識別されます。鉛ベースの非標準仕様の製品の詳細については、弊社へお問い合わせください。
鉛フリー製品のマーキングの詳細については、http://www.linear-tech.co.jp/leadfree/ をご覧ください。
テープアンドリールの仕様の詳細については、http://www.linear-tech.co.jp/tapeandreel/ をご覧ください。
電気的特性
lは全動作接合部温度範囲の規格値を意味する。
それ以外はTA = 25℃での値（Note 2）。
注記がない限り、
VIN = 12V、VRUN1,2 = 5V、EXTVCC = 0V。
SYMBOL
PARAMETER
VIN
Input Supply Operating Voltage
Range
VFB1,2
Regulated Feedback Voltage
CONDITIONS
MIN
TYP
4
(Note 4) ITH1,2 = 1.2V
–40°C to 125°C
–40°C to 85°C
IFB1,2
Feedback Current
(Note 4)
VREFLNREG
Reference Voltage Line Regulation
(Note 4) VIN = 4.5V to 38V
l
0.788
0.792
0.800
0.800
MAX
UNITS
38
V
0.812
0.808
V
V
±5
±50
nA
0.002
0.02
%/V
38582f
LTC3858-2
電気的特性
lは全動作接合部温度範囲の規格値を意味する。
それ以外はTA = 25℃での値（Note 2）。
注記がない限り、
VIN = 12V、VRUN1,2 = 5V、EXTVCC = 0V。
SYMBOL
PARAMETER
CONDITIONS
VLOADREG
Output Voltage Load Regulation
(Note 4)
Measured in Servo Loop,
∆ITH Voltage = 1.2V to 0.7V
(Note 4)
Measured in Servo Loop,
∆ITH Voltage = 1.2V to 2V
gm1,2
Transconductance Amplifier gm
(Note 4) ITH1,2 = 1.2V, Sink/Source = 5µA
IQ
Input DC Supply Current
(Note 5)
MIN
TYP
MAX
l
0.01
0.1
%
l
-0.01
-0.1
%
2
Pulse-Skipping or Forced Continuous RUN1 = 5V and RUN2 = 0V, VFB1 = 0.83V (No Load) or
RUN1 = 0V and RUN2 = 5V, VFB2 = 0.83V (No Load)
Mode (One Channel On)
Pulse-Skipping or Forced Continuous RUN1,2 = 5V, VFB1,2 = 0.83V (No Load)
Mode (Both Channels On)
UVLO
VOVL
1.3
mA
2
mA
RUN1 = 5V and RUN2 = 0V, VFB1 = 0.83V (No Load) or
RUN1 = 0V and RUN2 = 5V, VFB2 = 0.83V (No Load)
170
250
µA
Sleep Mode (Both Channels On)
RUN1,2 = 5V, VFB1,2 = 0.83V (No Load)
300
450
µA
Shutdown
RUN1,2 = 0V
Undervoltage Lockout
INTVCC Ramping Up
INTVCC Ramping Down
Feedback Overvoltage Protection
Measured at VFB1,2, Relative to Regulated VFB1,2
SENSE+ Pins Current
Each Channel
–
SENSE– Pins Current
Each Channel
VOUT1,2 < INTVCC – 0.5V
VOUT1,2 > INTVCC + 0.5V
ISENSE
mmho
Sleep Mode (One Channel On)
+
ISENSE
UNITS
l
l
8
20
µA
3.6
4.0
3.8
4.2
4
V
V
7
10
13
%
±1
µA
±1
µA
µA
550
DFMAX
Maximum Duty Factor
In Dropout, FREQ = 0V
98
99
ISS1,2
Soft-Start Charge Current
VSS1,2 = 0V
0.7
1.0
1.4
µA
VRUN1,2 On
RUN Pin On Threshold Voltage
VRUN1, VRUN2 Rising
l
1.21
1.26
1.31
V
VFB1,2 = 0.7V, VSENSE1–,2– = 3.3V, ILIM = 0
VFB1,2 = 0.7V, VSENSE1–,2– = 3.3V, ILIM = FLOAT
VFB1,2 = 0.7V, VSENSE1–,2– = 3.3V, ILIM = INTVCC
l
l
l
22
43
64
30
50
75
VRUN1,2 Hyst RUN Pin Hysteresis Voltage
VSENSE(MAX)
Maximum Current Sense
Threshold Voltage
ゲート・ドライバ
%
50
mV
36
57
86
mV
mV
mV
TG1,2
Pull-Up On-Resistance
Pull-Down On-Resistance
2.5
1.5
Ω
Ω
BG1,2
Pull-Up On-Resistance
Pull-Down On-Resistance
2.4
1.1
Ω
Ω
TG1,2 tr
TG1,2 tf
TG Transition Time:
Rise Time
Fall Time
(Note 6)
CLOAD = 3300pF
CLOAD = 3300pF
25
16
ns
ns
BG1,2 tr
BG1,2 tf
BG Transition Time:
Rise Time
Fall Time
(Note 6)
CLOAD = 3300pF
CLOAD = 3300pF
28
13
ns
ns
TG/BG t1D
Top Gate Off to Bottom Gate On Delay CLOAD = 3300pF Each Driver
Synchronous Switch-On Delay Time
30
ns
BG/TG t1D
Bottom Gate Off to Top Gate On Delay CLOAD = 3300pF Each Driver
Top Switch-On Delay Time
30
ns
tON(MIN)
Minimum On-Time
95
ns
(Note 7)
38582f
LTC3858-2
電気的特性
lは全動作接合部温度範囲の規格値を意味する。
それ以外はTA = 25℃での値（Note 2）。
注記がない限り、
VIN = 12V、VRUN1,2 = 5V、EXTVCC = 0V。
SYMBOL
PARAMETER
CONDITIONS
MIN
4.85
TYP
MAX
UNITS
IINTVCCリニア・レギュレータ
VINTVCCVIN
Internal VCC Voltage
6V < VIN < 38V, VEXTVCC = 0V
VLDOVIN
INTVCC Load Regulation
ICC = 0mA to 50mA, VEXTVCC = 0V
VINTVCCEXT
Internal VCC Voltage
6V < VEXTVCC < 13V
4.85
VLDOEXT
INTVCC Load Regulation
ICC = 0mA to 50mA, VEXTVCC = 8.5V
VEXTVCC
EXTVCC Switchover Voltage
EXTVCC Ramping Positive
VLDOHYS
EXTVCC Hysteresis Voltage
f25kΩ
Programmable Frequency
RFREQ = 25k, PLLIN/MODE = DC Voltage
f65kΩ
Programmable Frequency
RFREQ = 65k, PLLIN/MODE = DC Voltage
4.5
5.1
5.35
V
0.7
1.1
%
5.1
5.35
V
0.6
1.1
%
4.7
4.9
V
250
mV
105
kHz
発振器とフェーズロック・ループ
375
440
505
835
kHz
f105kΩ
Programmable Frequency
RFREQ = 105k, PLLIN/MODE = DC Voltage
fLOW
Low Fixed Frequency
VFREQ = 0V, PLLIN/MODE = DC Voltage
320
350
380
kHz
fHIGH
High Fixed Frequency
VFREQ = INTVCC, PLLIN/MODE = DC Voltage
485
535
585
kHz
fSYNC
Synchronizable Frequency
PLLIN/MODE = External Clock
850
kHz
0.4
V
±1
µA
l
75
kHz
PGOOD1とPGOOD2の出力
VPGL
PGOOD Voltage Low
IPGOOD = 2mA
IPGOOD
PGOOD Leakage Current
VPGOOD = 5V
VPG
PGOOD Trip Level
VFB with Respect to Set Regulated Voltage
VFB Ramping Negative
Hysteresis
–13
-10
2.5
-7
%
%
VFB with Respect to Set Regulated Voltage
VFB Ramping Positive
Hysteresis
7
10
2.5
13
%
%
Delay for Reporting a Fault (PGOOD
Low)
tPG
Note 1：絶対最大定格に記載された値を超えるストレスはデバイスに永続的損傷を与える可
能性がある。長期にわたって絶対最大定格に曝すと、デバイスの信頼性と寿命に悪影響を
与える可能性がある。
Note 2：LTC3858-2 は TJ が TA にほぼ等しいパルス負荷条件でテストされる。LTC3858E-2 は
0℃～ 85℃の温度範囲で性能仕様に適合することが保証されている。–40℃～ 125℃の動作
接合部温度範囲での仕様は、設計、特性評価および統計学的なプロセス・コントロールと
の相関で確認されている。LTC3858I-2 は –40℃～ 125℃の動作接合部温度範囲で動作する
ことが保証されている。最大周囲温度は、基板レイアウト、パッケージの定格熱抵抗および
他の環境要因と関連した特定の動作条件によって決まることに注意。
Note 3：TJ は周囲温度 TA および電力損失 PD から次式に従って計算される。
TJ = TA + (PD • 34° C/W)
0.2
25
µs
Note 4：LTC3858-2 は帰還ループを使って V ITH1,2 を規定電圧にサーボ制御し、そのときの
VFB1,2 を測定してテストされる。85℃での仕様は製造時にテストされない。この仕様は、設計、
特性評価、および 125℃での製造時テストとの相関で確認されている。
Note 5：スイッチング周波数で供給されるゲート電荷により動的消費電流が増える。「アプリ
ケーション情報」のセクションを参照。
Note 6：立ち上がり時間と立ち下がり時間は 10% と 90% のレベルを使用して測定する。
遅延時間は 50% レベルを使って測定する。
Note 7：最小オン時間条件は、IMAX の 40% 以上のインダクタ・ピーク・トゥ・ピーク・リッ
プル電流で規定される（「アプリケーション情報」セクションの「最小オン時間の検討事項」
を参照）。
38582f
LTC3858-2
標準的性能特性
90
1000
70
60
100
50
40
30
20
10
0
0.0001
100
Burst Mode
OPERATION
10
PULSESKIPPING
MODE
1
FORCED
CONTINUOUS
MODE
0.1
0.001
0.01
0.1
1
10
OUTPUT CURRENT (A)
80
POWER LOSS (mW)
EFFICIENCY (%)
FIGURE 13 CIRCUIT
90 VIN = 12V
VOUT = 3.3V
80
効率と入力電圧
効率と出力電流
10000
98
94
70
VIN = 12V
60
50
40
30
10
VOUT = 3.3V
FIGURE 13 CIRCUIT
0.001
0.01
0.1
1
OUTPUT CURRENT (A)
38582 G01
負荷ステップ
（Burst Mode動作）
VOUT
100mV/DIV
ACCOUPLED
10
負荷ステップ
（強制連続モード）
38582 G04
軽負荷時のインダクタ電流
88
86
82
80
0
5
10
15 20 25 30
INPUT VOLTAGE (V)
35
40
38582 G03
負荷ステップ
（パルス・スキップ・モード）
VOUT
100mV/DIV
ACCOUPLED
IL
2A/DIV
IL
2A/DIV
VOUT = 3.3V
20µs/DIV
FIGURE 13 CIRCUIT
90
38582 G02
VOUT
100mV/DIV
ACCOUPLED
IL
2A/DIV
92
84
20
0
0.0001
FIGURE 13 CIRCUIT
VOUT = 3.3V
IOUT = 4A
96
VIN = 5V
EFFICIENCY (%)
効率および電力損失と出力電流
EFFICIENCY (%)
100
20µs/DIV
VOUT = 3.3V
FIGURE 13 CIRCUIT
38585 G05
ソフトスタート
38582 G06
VOUT = 3.3V
20µs/DIV
FIGURE 13 CIRCUIT
トラッキング・スタートアップ
FORCED
CONTINUOUS
MODE
VOUT2
2V/DIV
VOUT2
2V/DIV
Burst Mode
OPERATION
2A/DIV
VOUT1
2V/DIV
VOUT1
2V/DIV
PULSESKIPPING
MODE
VOUT = 3.3V
2µs/DIV
ILOAD = 200µA
FIGURE 13 CIRCUIT
38582 G07
20ms/DIV
FIGURE 13 CIRCUIT
38582 G08
20ms/DIV
FIGURE 13 CIRCUIT
38572 G09
38582f
LTC3858-2
標準的性能特性
300µA LOAD
250
200
NO LOAD
150
100
50
0
5
30
25
20
INPUT VOLTAGE (V)
10
15
35
5.2
INTVCC
5.0
EXTVCC RISING
4.8
EXTVCC FALLING
4.6
4.4
0
–100
ILIM = GND
ILIM = FLOAT
ILIM = INTVCC
5% DUTY CYCLE
0
0.2
0.4 0.6 0.8 1.0
ITH PIN VOLTAGE
–150
–200
–250
–300
–350
–400
–450
–500
–20
–40
1.2
–550
–600
1.4
0
230
ILIM = INTVCC
210
QUIESCENT CURRENT (µA)
MAXIMUM CURRENT SENSE VOLTAGE (mV)
フォールドバック電流制限
60
ILIM = FLOAT
50
40
ILIM = GND
30
20
0
0
0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9
FEEDBACK VOLTAGE (V)
38582 G16
80
10
15 20 25 30
INPUT VOLTAGE (V)
40
最大電流検出スレッショルドと
デューティ・サイクル
60
ILIM = FLOAT
40
ILIM = GND
20
0
10 20 30 40 50 60 70 80 90 100
DUTY CYCLE (%)
38582 G15
シャットダウン電流と温度
消費電流と温度
10
PLLIN/MODE = 0
VIN = 12V
VOUT = 3.3V
ONE CHANNEL ON
190
170
150
110
–45
35
ILIM = INTVCC
0
25
10
15
20
VSENSE COMMON MODE VOLTAGE (V)
9
8
7
6
5
130
10
5
38582 G14
90
70
0
38582 G12
5
38582 G13
80
130
–50
20
0
105
MAXIMUM CURRENT SENSE VOLTAGE (mV)
40
5.1
5.0
80
55
30
TEMPERATURE (°C)
5
SENSE–ピンの入力バイアス電流
SENSE– CURRENT (µA)
CURRENT SENSE THRESHOLD (mV)
60
5.1
38582 G11
最大電流検出電圧とITH電圧
PULSE-SKIPPING
FORCED CONTINUOUS
Burst Mode OPERATION
(FALLING)
Burst Mode OPERATION
(RISING)
5.2
4.2
38582 G10
80
INTVCCのライン・レギュレーション
5.4
4.0
–45 –20
40
5.2
SHUTDOWN CURRENT (µA)
SUPPLY CURRENT (µA)
300
EXTVCCスイッチオーバー電圧
およびINTVCC電圧と温度
INTVCC VOLTAGE (V)
FIGURE 12 CIRCUIT
VOUT = 3.3V
ONE CHANNEL ON
350
5.6
EXTVCC AND INTVCC VOLTAGE (V)
400
総入力消費電流と入力電圧
–20
80
5
55
30
TEMPERATURE (°C)
105
130
38582 G17
4
–45 –20
55
30
80
5
TEMPERATURE (°C)
105
130
38582 G18
38582f
LTC3858-2
標準的性能特性
1.40
1.35
1.15
1.30
1.10
RUN PIN VOLTAGE (V)
SS PULL-UP CURRENT (µA)
シャットダウン
（RUN）
スレッショルドと
温度
1.05
1.00
0.95
0.90
1.25
1.20
1.15
1.10
1.05
1.00
0.85
0.95
0.80
–45 –20
80
55
30
TEMPERATURE (°C)
5
105
0.90
–45
130
–20
55
30
5
80
TEMPERATURE (°C)
105
38582 G19
80
55
30
TEMPERATURE (°C)
5
105
8
6
4
354
130
発振器周波数と温度
600
10
FREQ = INTVCC
500
FREQ = GND
400
300
200
100
5
10
25
20
30
15
INPUT VOLTAGE (V)
35
0
–45 –20
40
80
55
30
TEMPERATURE (°C)
5
105
低電圧ロックアウト・スレッショルドと
温度
5.50
INTVCCと負荷電流
VIN = 12V
5.25
INTVCC VOLTAGE (V)
4.2
4.1
4.0
3.9
3.8
3.7
3.6
130
38582 G24
4.3
INTVCC VOLTAGE (V)
OSCILLATOR FREQUENCY (kHz)
FREQ = GND
346
794
700
4.4
348
796
38582 G23
発振器周波数と入力電圧
350
798
12
0
130
352
800
800
38582 G22
356
802
14
FREQUENCY (kHz)
SENSE– CURRENT (µA)
INPUT CURRENT (µA)
105
804
38582 G21
2
VOUT = 28V
80
55
5
30
TEMPERATURE (°C)
806
792
–45 –20
130
シャットダウン時入力電流と
入力電圧
VOUT = 3.3V
–20
安定化された帰還電圧と温度
38582 G20
SENSE–ピンの入力電流と温度
50
0
–50
–100
–150
–200
–250
–300
–350
–400
–450
–500
–550
–600
–45
808
REGULATED FEEDBACK VOLTAGE (mV)
1.20
ソフトスタートのプルアップ電流と
温度
EXTVCC = 0V
5.00
EXTVCC = 8.5V
4.75
EXTVCC = 5V
4.50
4.25
3.5
344
5
10
25
20
30
15
INPUT VOLTAGE (V)
35
40
38582 G25
3.4
–45
4.00
–20
55
30
5
80
TEMPERATURE (°C)
105
130
38582 G26
0
20
60
80
40
LOAD CURRENT (mA)
100
38582 G27
38582f
LTC3858-2
ピン機能
SENSE1– 、SENSE2–（ピン 1、9）
：差動電流コンパレータの (–)
入力。INTVCC 0.5Vより大きいとき、SENSE – ピンは電流
コンパレータに電流を供給します。
FREQ（ピン 2）: 内部の電圧制御発振器（VCO）の周波数
制御ピン。このピンを GND に接続すると、VCO は 350kHz
の固定周波数に強制されます。このピンを INTVCC に接続す
ると、VCO は 535kHz の固定周波数に強制されます。FREQ
と GND の間に抵抗を使って、50kHz ∼ 900kHz の他の周
波数にプログラムすることができます。内部 20µA プルアップ
電流が、周波数を制御するのに VCO によって使われる電圧
を発生します。
PHASMD（ピン 3）：コントローラ 1、コントローラ 2 および
CLKOUT 信号の位相関係を決める位相セレクタへの制御入
力。このピンをグランドに引き下げると、TG2 と CLKOUT
が TG1 を基準にしてそれぞれ 180 および 60 位相がずれるよ
うに強制されます。このピンを INTVCC に接続すると、TG2
と CLKOUT が TG1 を基準にしてそれぞれ 240 および 120
位相がずれるように強制されます。このピンをフロートさせる
と、TG2 と CLKOUT が TG1 を基準にしてそれぞれ 180 およ
び 90 位相がずれるように強制されます。表 1 を参照してくだ
さい。
CLKOUT（ピン 4）：追加の MOSFETドライバ段 / 位相を与え
るため、他のコントローラ IC とデイジーチェーン接続するの
に利用できる出力クロック信号。この出力レベルは INTVCC
からグランドまで振幅します。
PLLIN/ MODE（ピン 5）：位相検出器への外部同期入力と強
制連続モード入力。外部クロックをこのピンに与えると、フェー
ズロック・ループが TG1 信号の立ち上がりを外部クロックの
立ち上がりエッジに強制的に同期させます。外部クロックに
同期しない場合、
（両方のコントローラに作用する）この入力
は軽負荷で LTC3858-2 がどのように動作するかを決めます。
このピンをグランドに引き下げると、Burst Mode 動作が選択
されます。グランドに接続された内部 100k 抵抗も、ピンをフ
ロートさせたとき Burst Mode 動作を起動します。このピンを
INTVCC に接続すると、連続インダクタ電流動作を強制しま
す。このピンを 1.2Vより高く INTVCC 1.3Vより低い電圧に
接続すると、パルス･スキップ動作が選択されます。
SGND（ピン 6、露出パッドのピン 33）：両方のコントローラ
に共通の小信号グランド。C IN コンデンサの共通（–）端子に
接続される大電流グランドとは別に配線する必要があります。
定格熱性能を実現するには、露出パッドを PCB に半田付け
する必要があります。
RUN1、RUN2（ピン 7、8）：各コントローラのデジタル実行
制御入力。どちらかのピンを 1.2Vより下に強制すると、対応
するコントローラがシャットダウンします。両方のピンを 0.7V
より下に強制すると LTC3858-2 全体がシャットダウンし、消
費電流が約 8µA に減少します。
I LIM（ピン 28）：電流コンパレータの検出電圧範囲入力。こ
のピンを SGND または INTVCC に接続するか、またはフロー
トさせると、両方のコンパレータの最大電流検出スレッショル
ドを 3 つの異なったレベルの 1 つに設定します。
38582f
LTC3858-2
ピン機能
INT V CC（ピン 19）：内部の低損失リニア・レギュレータの出
力。ドライバと制御回路にはこの電圧源から電力が供給され
ます。最小 4.7µF のセラミック・コンデンサまたは他の低 ESR
コンデンサを使って電源グランドにデカップリングする必要が
あります。INTVCC ピンは他のどんな目的にも使用しないでく
ださい。
EXTVCC（ピン 20）
：INTVCC に接続された内部 LDO への外
部電源入力。EXTVCC が 4.7V を超えると、V IN から電力を
供給される内部の LDO を迂回して、この LDO が INTVCC
電源に電力を供給します。
「アプリケーション情報」のセクショ
ンの「EXTVCC の接続」を参照してください。このピンの電
圧は 14V を超えないようにしてください。
PGND
（ピン 21）
：ドライバの電源グランド。
ボトム
（同期）
Nチャ
ネル MOSFET のソースおよび CIN の（–）端子に接続します。
V IN（ピン 22）：主入力電源ピン。このピンと信号グランド・
ピンの間にバイパス・コンデンサを接続します。
BG1、BG2（ピン 23、18）：ボトム（同期）N チャネル
MOSFET の高電流ゲート・ドライブ。これらのピンの電圧振
幅はグランドから INTVCC までです。
BOOST1、BOOST2（ピン 24、17）：上側のフローティン
グ・ドライバへのブートストラップされた電源。コンデンサを
BOOST ピンと SW ピンの間に接続し、ショットキー・ダイオー
ドを BOOST ピンと INTVCC ピンの間に接続します。BOOST
ピンの電圧振幅は INTVCC から (VIN + INTVCC) までです。
SW1、SW2（ピン 25、16）：インダクタに接続するスイッチ・
ノード。
TG1、TG2（ピン 26、15）：トップ N チャネル MOSFET の高
電流ゲート・ドライブ。これらは、スイッチ・ノード電圧 SW
に（INTVCC 0.5V）を重ね合わせた電圧に等しい電圧振幅
を持つフローティング・ドライバの出力です。
PGOOD1、PGOOD2（ピン 27、14）
：オープン・ドレインのロジッ
ク出力。VFB1,2 ピンの電圧が設定ポイントの 10% 以内にな
いとき、PGOOD1,2 はグランドに引き下げられます。
SS1、SS2（ピン29、13）：外部ソフトスタート入力。LTC3858-2
はV FB1（V FB2）の電圧を、0.8VとSS1ピン（SS2ピン）の小さい
方に安定化します。内部の1µAプルアップ電流源がこのピンに
接続されています。このピンとグランドの間に接続したコンデン
サにより、最終安定化出力電圧までのランプ時間が設定され
ます。あるいは、別の電源の抵抗分割器をこのピンに接続する
と、LTC3858-2の出力はスタートアップ時に別の電源をトラッキ
ングします。
ITH1、ITH2（ピン 30、12）
：エラーアンプの出力およびスイッ
チング・レギュレータの補償ポイント。対応する各チャネルの
電流コンパレータのトリップ点は、この制御電圧に応じて増
加します。
V FB1、V FB2（ピン 31、11）：出力に接続された外部抵抗分
割器から、各コントローラへのリモートセンス帰還電圧を受
け取ります。
SENSE1+、SENSE2+（ピン 32、10）：通常はインダクタの
DCR による検出ネットワークまたは電流検出抵抗に接続され
る差動電流コンパレータへの（+）入力。R SENSE とともに、
ITH ピンの電圧、および SENSE – ピンと SENSE+ ピンの間の
制御されたオフセットによって、電流トリップ・スレッショルド
が設定されます。
38582f
4.7V
20
EXTVCC
22
VIN
28
ILIM
5
PLLIN/MODE
2
FREQ
–
+
PGOOD2
14
100k
20µA
LDO
EN
5.1V
0.88V
6 SGND
CLP
19 INTVCC
5.1V
LDO
EN
PFD
CLK1
CLK2
4
3
VCO
CLKOUT
PHASMD
CURRENT
LIMIT
SYNC
DET
0.72V
VFB2
0.72V
VFB1
0.88V
11V
0.5µA
RUN
7, 8
ICMP
SHDN
RST
2(VFB)
SLOPE COMP
2.7V
0.55V
Q
R
BOT
FOLDBACK
3mV
OV
IR
SLEEP
SHDN
TOP ON
+–
DROP
OUT
DET
–+
0.425V
Q
S
–
+
–
+
PGOOD1
27
TOP
EA
SHDN
INTVCC
0.88V
1µA
0.80V
TRACK/SS
SWITCH
LOGIC BOT
–
+
–
+
+
–
+
+
–
–
+
–
+
10
–
DUPLICATE FOR SECOND
CONTROLLER CHANNEL
SS
29, 13
ITH
30, 12
VFB
31, 11
SENSE–
1, 9
SENSE+
32, 10
21
PGND
BG
23, 18
SW
25, 16
TG
26, 15
BOOST
24, 17
38582 FD
CSS
CC2
CC
RA
L
VIN
RB
CB
DB
INTVCC
RC
D
RSENSE
COUT
CIN
VOUT
LTC3858-2
機能図
38582f
LTC3858-2
動作
（機能図を参照）
L T C 3858 -2とその類似デバイスであるL T C 3858および
LTC3858-1の間の差違が表1にまとめてあります。LTC3858-2
は2つのコントローラ・チャネルが180度の位相差で動作する
固定周波数、電流モード降圧アーキテクチャを採用していま
す。通常動作時は、各チャネルのクロックがRSラッチをセット
すると対応する外部トップMOSFETがオンし、メイン電流コン
パレータICMPがRSラッチをリセットするとオフします。ICMP
がトリップしてラッチをリセットするピーク・インダクタ電流は、
ITHピンの電圧によって制御されます。この電圧はエラーアンプ
（EA）の出力です。エラーアンプはV F Bピンの出力電圧帰還
信号（これは出力電圧VOUTからグランドに接続された外部抵
抗分割器によって発生します）を内部の0.800Vリファレンス電
圧と比較します。負荷電流が増加するとリファレンスに対して
V FBがわずかに下がるので、平均インダクタ電流が新たな負荷
電流に釣り合うまで、EAがITH電圧を上げます。
トップ MOSFET が各サイクルでオフした後、ボトム MOSFET
は、
（電流コンパレータ IR によって示されるように）インダク
タ電流が逆流し始めるまで、または次のクロック・サイクル
が始まるまでオンします。
INTVCC/EXTVCC 電源
トップとボトムの MOSFET ドライバと他の大部分の内部回
路への電力は INTVCC ピンから供給されます。EXTVCC ピ
ンを開放状態にするか、または 4.7Vより低い電圧に接続す
ると、V IN LDO（低損失リニア・レギュレータ）が V IN から
INTVCC に 5.1V を供給します。EXTVCC を 4.7Vより上にす
るとこの V IN LDO はオフし、EXTVCC LDO がオンします。
イネーブルされると、EXTVCC LDO は 5.1V を EXTVCC から
INTVCC に供給します。EXTVCC ピンを使うと、LTC3858-2
スイッチング・レギュレータの出力の片方のような高効率の外
部ソースから INTVCC の電力を得ることができます。
各トップ MOSFETドライバはフローティング・ブートストラップ・
コンデンサ CB からバイアスされます。このコンデンサは通常、
各スイッチング・サイクル中にトップ MOSFET がオフしている
とき、外部のダイオードを通して再充電されます。入力電圧
VIN が VOUT に近い電圧まで低下してくると、ループがドロッ
プアウト状態に入り、トップ MOSFET を連続してオンしよう
とすることがあります。ドロップアウト検出器がこれを検出し、
10 サイクルに 1 回トップ MOSFET をクロック・サイクルの約
1/12 の間強制的にオフして、CB の再充電を可能にします。
表1．LTC3858、LTC3858-1およびLTC3858-2の間の差異のまとめ
LTC3858
LTC3858-1
LTC3858-2
Yes、
しかし無効にできる
Yes、
しかし無効にできる
存在しない
独立したPGOOD1ピンとPGOOD2ピン？
Yes
No、PGOOD1のみ
Yes
PolyPhase用のCLKOUT/PHASMDピン
Yes
No
Yes
短絡ラッチオフ機能？
BGはオンに強制される
（ボトム BGはオンに強制される
（ボトム
BGはオンに強制されない
MOSFETの
「クローバ」）
MOSFETの
「クローバ」）
（動作は軽負荷モードに依存する）
No
No
Yes
オプションのトラッキング・スタートアップ？
過電圧保護
調整可能な電流制限（ILIMピン）
パッケージ
Yes
No
Yes
5mm╳5mm QFN
4mm╳5mm QFNおよび
細がたSSOP
5mm╳5mm QFN
38582f
11
LTC3858-2
動作（機能図を参照）
シャットダウンとスタートアップ（RUN1、RUN2、SS1、SS2 の
各ピン）
軽負荷動作（Burst Mode 動作、パルス･スキップ、または強制
連続）（PLLIN/MODE ピン）
LTC3858-2の2つのチャネルは、RUN1ピンとRUN2ピンを使っ
て独立にシャットダウンすることができます。これらのピンの
どちらかを1.26Vより下にすると、そのコントローラの主制御
ループがシャットダウンします。両方のピンを0.7Vより下にする
と、両方のコントローラと、INTVCC LDOを含むほとんどの内
部回路をディスエーブルします。この状態では、LTC3858-2に
はわずか8µAの消費電流しか流れません。
LTC3858-2 は低負荷電流で高効率 Burst Mode 動作、固定
周波数パルス･スキップ動作、または強制連続導通モードに入
るようにイネーブルすることができます。Burst Mode 動作を選
択するには、PLLIN/MODE ピンをグランドに接続します。強
制連続動作を選択するには、PLLIN/MODE ピンを INTVCC
に接続します。パルス･スキップ動作を選択するには、PLLIN/
MODE ピンを 1.2Vより高く、INTVCC 1.3Vより低い DC 電
圧に接続します。
RUN ピンは外部から引き上げるか、またはロジックで直接ド
ライブすることができます。低インピーダンスのソースで RUN
ピンをドライブするとき、8V の絶対最大定格を超えないよう
にしてください。RUN ピンには内部に 11V の電圧クランプが
備わっているので、RUN ピンへ流れ込む最大電流が 100µA
を超えない限り、抵抗を通して RUNピンをもっと高い電圧（た
とえば VIN）に接続することができます。
コントローラの出力電圧 VOUT のスタートアップは SS ピンの
電圧によって制御されます。SS ピンの電圧が 0.8V の内部リ
ファレンスより低いと、LTC3858-2 は V FB の電圧を 0.8V の
リファレンスではなくSS ピンの電圧に制御します。このため、
外部コンデンサを SS ピンから SGND に接続することにより、
SS ピンを使ってソフトスタートをプログラムすることができま
す。内部 1µA プルアップ電流源がこのコンデンサを充電して、
SSピンに電圧ランプを発生します。SS の電圧が 0V から 0.8V
（さらにそれを超えて 6V の絶対最大定格まで）に直線的に
上昇するにつれ、出力電圧 VOUT が滑らかにゼロからその最
終値まで上昇します。
代わりに、SS ピンを使って、VOUT のスタートアップが別の電
源のスタートアップをトラッキングするようにすることができま
す。このためには一般に別の電源からグランドに接続された
外部抵抗分割器を SS ピンに接続する必要があります（「アプ
リケーション情報」のセクションを参照）。
コントローラが Burst Mode 動作にイネーブルされているとき、
I TH ピンの電圧が低い値を示していても、インダクタの最小
ピーク電流は最大検出電圧の約 30% に設定されます。平均
インダクタ電流が負荷電流より高いと、エラーアンプ EA は
ITH ピンの電圧を下げます。ITH 電圧が 0.425Vより下になると、
内部のスリープ信号が H になり（スリープ・モードがイネー
ブルされ）、両方の外部 MOSFET がオフします。
スリープ・モードでは内部回路のほとんどがオフしており、消
費電流が減少します。一方のチャネルがシャットダウンしてい
て、他方のチャネルがスリープ・モードのとき、LTC3858-2 に
流れる消費電流はわずか 170µA です。両方のチャネルがス
リープ・モードのとき、LTC3858-2 を流れる消費電流はわず
か 300µAです。スリープ・モードでは、負荷電流は出力コン
デンサから供給されます。出力電圧が低下するにつれ、EA
の出力が上昇し始めます。出力電圧が十分下がると、I TH ピ
ンが EA の出力に再度接続され、スリープ信号が L にな
り、コントローラは内部発振器の次のサイクルで外部のトップ
MOSFET をオンして通常動作を再開します。
コントローラが Burst Mode 動作でイネーブルされていると、
インダクタ電流の反転は許されません。インダクタ電流がゼ
ロに達する直前に、反転電流コンパレータ（IR）が外部のボ
トム MOSFET をオフし、インダクタ電流が反転して負になる
のを防ぎます。したがって、コントローラは不連続動作にな
ります。
38582f
12
LTC3858-2
動作（機能図を参照）
強制連続動作では、またはフェーズロック・ループを使うた
め外部クロック・ソースによって駆動されるとき（「周波数の
選択とフェーズロック・ループ」のセクションを参照）、インダ
クタ電流は軽負荷または大きな過渡状態で反転することがで
きます。ピーク・インダクタ電流は、通常動作と全く同様に、
ITH ピンの電圧によって決まります。このモードでは、軽負荷
での効率が Burst Mode 動作の場合よりも低くなります。ただ
し、連続動作には出力電圧リップルが低く、オーディオ回路
への干渉が少ないという利点があります。強制連続モードで
は、出力リップルは負荷電流に依存しません。
PLLIN/MODE ピンがパルス・スキップ・モードに接続されて
いると、LTC3858-2 は軽負荷では PWM パルス・スキップ・
モードで動作します。このモードでは、最大出力電流の設計
値の約 1% まで固定周波数動作が維持されます。非常に軽
い負荷では、電流コンパレータ ICMP は数サイクルにわたっ
てトリップしたままになることがあり、外部のトップ MOSFET
を同じサイクル数だけオフ状態に強制する（つまり、パルスを
スキップする）ことがあります。インダクタ電流は反転するこ
とが許されません（不連続動作）。強制連続動作と同様、こ
のモードでは、Burst Mode 動作に比べて出力リップルとオー
ディオ・ノイズが小さくなり、RF 干渉が減ります。軽負荷で
強制連続動作より高い効率が得られますが、Burst Mode 動
作ほど高くはありません。
周波数の選択とフェーズロック・ループ
（FREQ ピンと PLLIN/MODE ピン）
PLLIN/MODE ピンが外部クロック・ソースによってドライブさ
れない場合、FREQ ピンを SGND に接続するか、INTVCC
に接続するか、または外部抵抗を介してプログラムすることが
できます。FREQ を SGND に接続すると350kHz が選択され、
FREQ を INTVCC に接続すると 535kHz が選択されます。図
10 に示されているように、抵抗を FREQ と SGND の間に接
続すると、周波数を 50kHz ∼ 900kHz にプログラムすること
ができます。
LTC3858-2 にはフェーズロック・ループ（PLL）が備わってお
り、PLLIN/MODE ピンに接続された外部クロック・ソースに
内部発振器を同期させることができます。位相検出器が（内
部ローパス・フィルタを介して）VCO 入力の電圧を調節してコ
ントローラ 1 の外部のトップ MOSFET のターンオンを同期信
号の立ち上がりエッジに揃えます。このため、コントローラ 2
の外部 P チャネル MOSFET のターンオンは、外部クロック・
ソースの立ち上がりエッジに対して 180 度位相がずれます。
外部クロックが与えられる前に VCO 入力の電圧を FREQ ピ
ンによって設定される動作周波数に予めバイアスしておくこと
ができます。外部クロックの周波数の近くに予めバイアスされ
ていると、PLL ループは、外部クロックの立ち上がりエッジ
を TG1 の立ち上がりエッジに同期させるのに、VCO 入力を
わずかに変化させる必要があるだけです。ループ・フィルタを
予めバイアスする能力により、PLL は望みの周波数から大き
く外れることなく、短時間でロックインすることができます。
スイッチング周波数の選択は効率と部品サイズの間のトレード
オフになります。低周波数動作は MOSFET のスイッチング損
失を減らして効率を上げますが、出力リップル電圧を低く抑
えるには大きなインダクタンスや容量を必要とします。
フェーズロック・ループの標準的キャプチャ・レンジは約
55kHz ∼ 1MHz で、全製造変動域で 75kHz ∼ 850kHz が
保証されています。つまり、LTC3858-2 の PLL は 75kHz ∼
850kHz の周波数の外部クロック・ソースにロックすることが
保証されています。
LTC3858-2 のコントローラのスイッチング周波数は FREQ ピ
ンを使って選択することができます。
PLLIN/MODE ピンの入力クロック・スレッショルドは標準で
1.6V（立ち上がり）および 1.1V（立ち下がり）です。
38582f
13
LTC3858-2
動作（機能図を参照）
PolyPhase アプリケーション（CLKOUT ピンと PHASMD ピン）
®
PolyPhase アプリケーションで他のコントローラ IC を
LTC3858-2 とデイジーチェーン接続できるようにする 2 つの
ピン（CLKOUTと PHASMD）が LTC3858-2 には備わって
います。CLKOUT ピンのクロック出力信号を使って、単一
の高電流出力または複数の出力に給電しているマルチフェー
ズ電源ソリューションの追加電力段を同期させることができ
ます。PHASMD ピンは、表 2 にまとめられているように、
CLKOUT 信号の位相および 2 つの内部コントローラの間の
相対位相を調整するのに使われます。位相はコントローラ 1
のトップ・ゲート・ドライバの出力（TG1）の立ち上がりエッ
ジとして定義されているゼロ度位相を基準にして計算されま
す。CLKOUT ピンは、120Ω のプルダウン・インピーダンス
と 150Ω のプルアップ・インピーダンスにより、グランドから
INTVCC まで振幅します。
表2
VPHASMD
コントローラ2の位相
CLKOUTの位相
GND
180°
60°
フロート
180°
90°
INTVCC
240°
120°
出力過電圧保護
過電圧（OV）コンパレータは、過渡オーバーシュートや、出
力に過電圧を生じるおそれのある他のより深刻な状態に対
して保護します。V FB ピンがその制御ポイントの 0.800V を
10%以上超えて上昇すると、
過電圧状態が解消されるまでトッ
プ MOSFET がオフします。
過電圧状態の間ボトム MOSFET の状態は、PLLIN/MODE
ピンによって選択される軽負荷時動作モードに依存します。
強制連続モードでは、
ボトム・ゲート・ドライバ BGはトップ・ゲー
ト・ドライバ TG がオフしているときは常にオンするので、負
のインダクタ電流が生じ、出力を放電して、出力を安定化状
態に戻そうとします。パルス・スキップ・モードでは、BG は
大部分の時間オフに保たれますが、10 クロック・サイクルご
とに短いパルスの間（約 1% の BG オンの実効デューティ・サ
イクルの間）オンして BOOST-SW コンデンサをリフレッシュ
します。これにより、どんな負荷電流が存在するにせよそれ
に加えて、出力をゆっくり放電させることができるわずかに
負の平均インダクタ電流が生じます。Burst Mode 動作では、
BG は連続してオフに保たれ、負荷電流のみが出力を放電し
て安定化状態に戻すのにまかせます。
パワーグッド・ピン（PGOOD1 と PGOOD2）
各 PGOOD ピンは内部 N チャネル MOSFET のオープン・ド
レインに接続されています。対応する VFB ピンの電圧が 0.8V
リファレンス電圧の 10% 以内にないと、MOSFET がオンし
て PGOOD ピンを L に引き下げます。対応する RUN ピン
が L（シャットダウン）のときも、PGOOD ピンは L に
引き下げられます。V FB ピンの電圧が 10% の条件を満たす
と、MOSFET がオフするので、外部抵抗を使って、6V を超
えない電源までこのピンをプルアップすることができます。
フォールドバック電流
出力電圧が公称レベルの 70% より下になると、フォールド
バック電流制限が作動状態になり、ピーク電流制限を過電
流または短絡状態の程度に比例させて徐々に低下させます。
フォールドバック電流制限は、ソフトスタートの間（V FB の電
圧が TRACK /SS の電圧に追従している限り）、ディスエーブ
ルされます。
2 フェーズ動作の理論と利点
なぜ 2 フェーズ動作が必要なのでしょうか。2 フェーズの製品
群が登場するまで、固定周波数デュアル・スイッチング・レギュ
レータは、両チャネルが同位相で（つまり1 フェーズで）動作
していました。つまり、両方のスイッチが同時にオンするので、
入力コンデンサおよびバッテリから、片方のレギュレータの最
大 2 倍の振幅の電流パルスが流れます。これらの大振幅電
流パルスによって入力コンデンサから流れる合計 RMS 電流
が増大するので、より高価な入力コンデンサが必要になり、
入力コンデンサとバッテリの EMIと損失の両方が増大します。
2 フェーズ動作では、デュアル・スイッチング・レギュレータの
2 つのチャネルは、180 度位相がずれて動作します。このため、
スイッチを流れる電流パルスは実際上インターリーブされるの
で、互いに重なり合うオーバーラップ時間が大幅に短縮され
ます。その結果、合計 RMS 入力電流が大幅に減少するため、
廉価な入力コンデンサを使うことができ、EMI 対策のシール
ド条件が緩和され、実際の動作効率が向上します。
代表的な 1 フェーズのデュアル・スイッチング・レギュレータの
38582f
14
LTC3858-2
動作（機能図を参照）
入力波形と 2 フェーズのデュアル・スイッチング・レギュレー
タ（LTC3858-2）の入力波形の比較を図 1 に示します。この
条件における RMS 入力電流の実測値は、2 フェーズ動作に
より入力電流が 2.53A R MS から 1.55A R MS に減少したことを
示しています。これ自体でも大きな減少ですが、電力損失は
I R MS の 2 乗に比例するので、実際に浪費される電力は 2.66
分の 1 に減少することに注意してください。入力リップル電圧
の低下は入力電源経路での電力損失の減少も意味します。
入力電源経路にはバッテリ、スイッチ、トレースやコネクタの
抵抗、および保護回路が含まれます。入力の RMS 電流と
RMS 電圧の減少の直接の結果として伝導 EMI と放射 EMI
も改善されます。
スイッチング・レギュレータの相対的デューティ・サイクルの
関数なので、結局は入力電圧 VIN に依存します（デューティ・
サイクル = VOUT/VIN）。広い入力電圧範囲にわたって、3.3V
レギュレータと 5V レギュレータの 1 フェーズ動作と 2 フェーズ
動作で RMS 入力電流がどのように変化するかを図 2 に示し
ます。
2 フェーズ動作の利点は狭い動作範囲だけに限定されるもの
ではなく、ほとんどのアプリケーションで 2 フェーズ動作の入
力コンデンサの要件は、最大電流で 50% のデューティ・サイ
クルで動作している 1 チャネルの場合の要件にまで緩和され
ることが直ちに見て取れます。
もちろん、2 フェーズ動作で得られる性能の改善はデュアル・
5V SWITCH
20V/DIV
3.3V SWITCH
20V/DIV
INPUT CURRENT
5A/DIV
INPUT VOLTAGE
500mV/DIV
IIN(MEAS) = 2.53ARMS
IIN(MEAS) = 1.55ARMS
38582 F01
図1.12Vから5V/3Aおよび3.3V/3Aに変換するデュアル・スイッチング・レギュレータの1フェーズ動作（a）
と
2フェーズ動作（b）
を比較した入力波形。
2フェーズ・レギュレータでは入力リップルが減少するので、
廉価な入力コンデンサが使用可能となり、EMIに対するシールド条件が緩和され効率が改善される
3.0
1位相
デュアル・コントローラ
INPUT RMS CURRENT (A)
2.5
2.0
1.5
2位相
デュアル・コントローラ
1.0
0.5
0
VO1 = 5V/3A
VO2 = 3.3V/3A
0
10
20
30
INPUT VOLTAGE (V)
40
38582 F02
図2．RMS入力電流の比較
38582f
15
LTC3858-2
アプリケーション情報
最初のページの応用例は LTC3858-2 の基本的なアプリケー
ション回路です。LTC3858-2 は DCR（インダクタの抵抗）に
よる検出または低い値の抵抗による検出のどちらかを使うよ
うに構成することができます。2 つの電流検出方式の間の選
択は、主としてコスト、消費電力および精度の間の設計上のト
レードオフです。DCR による検出は高価な電流検出抵抗を
省くことができ、特に高電流アプリケーションで電力効率が
高いので普及しつつあります。ただし、電流検出抵抗はコン
トローラの最も精確な電流リミットを与えます。他の外付け部
品の選択は負荷条件に基づいて行い、
（もし R SENSE が使わ
れていれば）RSENSE とインダクタ値の選択から始めます。次
に、パワー MOSFETとショットキー・ダイオードを選択します。
最後に入力と出力のコンデンサを選択します。
検出ラインと関係のあるフィルタ部品は LTC3858-2 の近くに
配置し、検出ラインは電流検出素子の下のケルビン接続に近
づけて一緒に配線します（図 3 に示されています）。他の場
所で電流を検出すると、寄生インダクタンスと容量が電流検
出素子に実効的に追加され、検出端子の情報が劣化して、
プログラムされた電流リミットを予測不可能にすることがあり
ます。DCR による検出を使う場合（図 4b）、抵抗 R1 をスイッ
チング・ノードの近くに配置して、敏感な小信号ノードへノイ
ズがカップリングするのを防ぎます。
コントローラに隣接する
検出フィルタ
3858 F03
電流制限のプログラミング
I LIM ピンは 3 レベル・ロジック入力で、コンバータの最大電
流制限を設定します。I LIM が接地されていると、電流コンパ
レータの最大電流制限スレッショルド電圧は 30mV にプログ
ラムされます。ILIM がフロート状態だと、最大電流制限スレッ
ショルドは 50mV です。ILIM が INTVCC に接続されていると、
最大電流制限スレッショルドは 75mV に設定されます。
SENSE+ ピンと SENSE– ピン
SENSE + と SENSE – ピンは電流コンパレータへの入力です。
これらのピンの同相電圧範囲は 0V ∼ 28V（絶対最大値）で
あり、LTC3858-2 は出力電圧を（許容差と過渡の大きなマー
ジンをもたせて）公称 24V まで安定化することができます。
SENSE + ピンは最大同相範囲にわたって高インピーダンスな
ので、高々 1µA 流れるだけです。このように高インピーダン
スなので、電流コンパレータをインダクタの DCR による検出
に使うことができます。
SENSE – ピンのインピーダンスは同相電圧に依存して変化
します。SENSE – が INTVCC 0.5V より低いと、1µA 未
満の小さな電流がこのピンから流れ出します。SENSE – が
INTVCC + 0.5Vより高いと、もっと大きな電流（約 550µA）
がこのピンに流れ込みます。
INTVCC 0.5VとINTVCC + 0.5V
の間では、電流は小電流からもっと高い電流に遷移します。
COUT
インダクタまたはRSENSE
図3．
インダクタまたはセンス抵抗を使った検出ラインの配置
小さな値の抵抗による電流検出
ディスクリート抵抗を使った標準的検出回路を図 4a に示しま
す。RSENSE は必要な出力電流に基づいて選択します。
電流コンパレータの最大スレッショルド VSENSE(MAX) は ILIM
の設定によって決まります。インダクタ電流のピークは電流コ
ンパレータのスレッショルド電圧によって設定され、最大平均
出力電流 I MAX はインダクタ電流のこのピーク値よりピーク・
トゥ・ピーク・リップル電流 ∆IL の半分だけ小さい値になります。
センス抵抗の値を計算するには次式を使います。
RSENSE =
VSENSE(MAX)
∆I
IMAX + L
2
非常に低いドロップアウト条件でコントローラを使用すると、
50% を超えるデューティ・ファクタで動作中の降圧レギュレー
タの安定性基準に適合するために必要な内部補償のため、
最大出力電流レベルが低下します。動作デューティ・ファク
タに依存するピーク出力電流のこの減少を推定するための特
性曲線が「標準的性能特性」のセクションに示してあります。
38582f
16
LTC3858-2
アプリケーション情報
インダクタの DCR による検出
高負荷電流で可能な最高効率を必要とするアプリケーション
では、図 4b に示されているように、LTC3850 はインダクタ
の DCR 両端の電圧降下を検出することができます。インダ
クタの DCR は小さな値の銅線の DC 抵抗を表し、最近の値
の低い高電流インダクタでは 1mΩ より小さいことがあります。
このようなインダクタを必要とする高電流アプリケーションで
は、センス抵抗による電力損失は DCR による検出に比べる
と数ポイントの効率低下になるでしょう。
「インダクタの値の計算」のセクションのインダクタ・リップル
電流値を使うと、目標センス抵抗値は次のようになります。
RSENSE(EQUIV) =
VSENSE(MAX)
∆I
IMAX + L
2
アプリケーションが全温度範囲にわたって確実に最大負荷電
流を供給するようにするには、
「電気的特性」の表の「最大
電流検出スレッショルド電圧
（VSENSE(MAX)）」の最小値
（ILIM
ピンの状態に依存して、30mV、50mV または 75mV）を選択
します。
外部の R1||R2 • C1 の時定数が正確に L/DCR の時定数に等
しくなるように選択すると、外部コンデンサ両端の電圧降下
次に、インダクタの DCR を決めます。与えられている場合は、
はインダクタの DCR 両端の電圧降下に R2/(R1 ＋ R2) を掛
通常 20℃で与えられているメーカーの最大値を使います。約
けたものに等しくなります。R2 は、目標とするセンス抵抗の
0.4%/℃の銅の温度係数を考慮して、この値を増加させます。
値より DCR が大きなアプリケーションの検出端子両端の電
（T
L(MAX)）の控えめな値は 100℃です。
圧のスケールを設定します。外部フィルタ部品の大きさを適
切に定めるには、インダクタの DCR を知る必要があります。最大インダクタ DCR を望みのセンス抵抗（R D）値にスケー
それは十分な性能の RLC メータを使って測定することがで
ル設定するには、次の分割器の比を使います。
きますが、DCR の許容誤差は常に同じではなく、温度によっ
RSENSE(EQUIV)
て変化します。詳細については、メーカーのデータシートを
RD =
DCRMAX at TL(MAX)
参照してください。
VIN
INTVCC
VIN
BOOST
BOOST
INDUCTOR
TG
TG
VIN
INTVCC
VIN
RSENSE
SW
LTC3858-2
BG
SENSE+
SENSE–
VOUT
L
SW
LTC3858-2
BG
VOUT
R1
SENSE+
PLACE CAPACITOR NEAR
SENSE PINS
DCR
C1*
R2
SENSE–
SGND
SGND
38582 F04a
*PLACE C1 NEAR
SENSE PINS
（4a）電流検出に抵抗を利用
(R1||R2) t C1 =
L
DCR
RSENSE(EQ) = DCR
R2
R1 + R2
38582 F04b
（4b）電流検出にインダクタのDCRを利用
図4．電流検出方法
38582f
17
LTC3858-2
アプリケーション情報
0.1µF ∼ 0.47µF の C1 を通常選択します。これにより、
R1||R2 が約 2kΩ に強制されるので、SENSE + ピンの 1µA
の電流によって生じるであろう誤差が減少します。
等価抵抗 R1||R2 は室温のインダクタンスと最大 DCR に従っ
て次のようにスケールが調整されます。
R1|| R2 =
L
(DCR at 20°C) • C1
センス抵抗値は次のようになります。
R1=
R1|| R2
R1• RD
; R2 =
RD
1– RD
R1 の最大電力損失はデューティ・サイクルに関係し、連続モー
ドの最大入力電圧で生じます。
PLOSS R1=
( VIN(MAX) – VOUT ) • VOUT
R1
R1 の電力定格がこの値より大きいことを確認します。軽負荷
で高い効率が必要なら、インダクタの DCR による検出とセン
ス抵抗のどちらを使うか決定するとき、この電力損失を検討
します。軽負荷での電力損失は、R1 によって生じる余分の
スイッチング損失のため、センス抵抗の場合より DCR ネット
ワークの方が少し高いことがあります。ただし、DCR による
検出ではセンス抵抗が取り除かれるので、導通損失が減少
し、重負荷で効率が改善されます。ピーク効率はどちらの方
法でもほぼ同じです。
インダクタの値の計算
動作周波数が高いほど小さな値のインダクタとコンデンサを
使用できるという意味で、動作周波数とインダクタの選択に
は相関関係があります。そうであれば、なぜ誰もが大きな
値のコンポーネントを使った低い周波数での動作を選ぶので
しょうか。
答えは効率です。
周波数が高いほど MOSFETのゲー
ト電荷による損失のために一般に効率が低下します。この基
本的なトレードオフに加えて、リップル電流と低電流動作に
対するインダクタ値の影響も考慮しなければなりません。
インダクタの値はリップル電流に直接影響を与えます。インダ
クタ・リップル電流 ∆I L は、次式で示されているように、イ
ンダクタンスまたは周波数が高いほど減少し、V IN が高いほ
ど増加します。
∆IL =
⎛ V ⎞
1
VOUT ⎜1– OUT ⎟
VIN ⎠
( f) (L)
⎝
大きな値の ∆I L を許容すれば、低いインダクタンスを使用で
きますが、出力電圧リップルが高くなりコア損失が大きくなり
ます。リップル電流を設定するための妥当な出発点は ∆IL =
0.3(I MAX ) です。入力電圧が最大のときに ∆I L が最大になり
ます。
インダクタの値は 2 次的な影響も与えます。必要な平均イン
ダクタ電流が低下した結果、ピーク電流が R SENSE によって
決定される電流リミットの 30% を下回ると、Burst Mode 動作
への移行が始まります。インダクタ値を低くすると
（∆IL を高く
すると）、相対的に低い負荷電流でバースト・モードに移行す
るので、低電流動作の相対的に上の範囲の効率が低下する
可能性があります。Burst Mode 動作では、インダクタンス値
が小さくなるとバースト周波数が低下します。
インダクタのコアの選択
L の値が求まったら、次にインダクタの種類を選択します。
高効率コンバータは低価格の鉄粉コアに見られるコア損失は
一般に許容できないので、もっと高価なフェライトまたはモリ
パーマロイのコアを使わざるをえません。一定のインダクタの
値に対して実際のコア損失はコア・サイズには依存せず、選
択したインダクタンス値に大きく依存します。インダクタンスが
増加するとコア損失が低下します。インダクタンスを大きくす
るにはワイヤの巻数を増やす必要があるため残念ながら銅損
失が増加します。
フェライトを使用した設計ではコア損失がきわめて低く、高い
スイッチング周波数に適しているので、設計目標を銅損失と
飽和を防ぐことに集中することができます。フェライト・コア
の材質は「ハードに」飽和します。つまり、最大設計ピーク
電流を超えるとインダクタンスが突然低落します。その結果、
インダクタのリップル電流が突然増加し、そのため出力電圧
リップルが増加します。コアを飽和させないでください。
38582f
18
LTC3858-2
アプリケーション情報
パワー MOSFET とショットキー・ダイオード（オプション）の
選択
LTC3858-2 の各コントローラに 2 つの外部パワー MOSFET
を選択する必要があります。トップ（メイン）スイッチ用お
よびボトム（同期）スイッチ用にそれぞれ 1 個の N チャネル
MOSFET です。
ピーク・トゥ・ピークのドライブ・レベルは INTVCC 電圧
で設定されます。この電圧は、始動時には標準 5.2V です
（「EXTVCC ピンの接続」を参照）。したがって、ほとんど
のアプリケーションではロジック・レベルのスレッショルドの
MOSFET を使用する必要があります。唯一の例外は、低い
入力電圧（VIN < 4V）が予定されている場合、サブロジック・
レベルのスレッショルドの MOSFET（VGS(TH) < 3V）を使い
ます。MOSFET の BV DSS の仕様にも十分注意を払ってくだ
さい。ロジック・レベル MOSFET の多くは 30V 以下に制限
されています。
パワー MOSFET の選択基準には、オン抵抗 RDS(ON)、ミラー
容量 CMILLER、入力電圧、および最大出力電流が含まれます。
ミラー容量 C MILLER は MOSFET のメーカーのデータシート
で通常与えられているゲート電荷曲線から推定することがで
きます。CMILLER は、曲線がほぼ平らな区間の水平軸に沿っ
たゲート電荷の増分を、V DS の規定変化量で割ったものに等
しくなります。次に、この結果に、アプリケーションで与えら
れる V DS とゲート電荷曲線で規定された V DS との比を掛け
ます。このデバイスが連続モードで動作しているときのトップ
MOSFETとボトム MOSFET のデューティ・サイクルは以下の
式で与えられます。
Main Switch Duty Cycle =
VOUT
VIN
Synchronous Switch Duty Cycle =
VIN − VOUT
VIN
最大出力電流での MOSF ET の電力損失は次式で与えられ
ます。
PMAIN =
VOUT
(IMAX )2 (1+ δ) RDS(ON) +
VIN
⎛I
⎞
⎝ 2 ⎠
( VIN )2 ⎜ MAX ⎟ (RDR ) (CMILLER ) •
⎡
1 ⎤
1
+
⎢
⎥( f)
⎣ VINTVCC – VTHMIN VTHMIN ⎦
PSYNC =
VIN – VOUT
(IMAX )2 (1+ δ) RDS(ON)
VIN
ここで、δ は R DS(ON) の温度係数、R DR（約 2Ω）は MOSFET
のミラー・スレッショルド電圧での実効ドライバ抵抗です。
VTHMIN は標準的な MOSFET の最小スレッショルド電圧です。
I2R 損失は両方の MOSFET に共通していますが、トップサ
イド N チャネルの式には追加の遷移損失の項があり、これ
は入力電圧が高いときに最も高くなります。V IN < 20V で
は、高電流のときの効率は一般に大型 MOSFET を使用す
ると向上しますが、V IN > 20V では遷移損失が急激に上昇
し、実際には C MILLER が小さくて R DS(ON) が大きなデバイ
スを使用する方が効率が高くなるポイントにまで達します。同
期 MOSFET の損失は、トップ･スイッチのデューティ・ファ
クタが低くなる高入力電圧で、または同期スイッチが周期の
100% 近くオンになる短絡時に最も大きくなります。
MOSFET の場合の（1 ＋ δ）の項は一般に「正規化された
R DS(ON) と温度」の曲線で与えられますが、低電圧 MOSFET
の場合の近似値としてδ = 0.005/℃を使用することができます。
図 13 に示されているオプションのショットキー・ダイオード
D1と D4 は、2 個のパワー MOSFET のそれぞれの導通期間
の間隙に生じるデッドタイム中に導通します。これによって、
ボトム MOSFET のボディ・ダイオードがデッドタイム中にオン
して電荷を蓄積するのを防止し、逆回復時間を不要にします。
逆回復時間により、VIN が高いときに効率が最大 3% 低下す
ることがあります。1A ∼ 3A のショットキーは平均電流が比
較的小さいので、両方の動作領域にとって一般に妥当な選択
といえます。これより大きなダイオードは接合容量が大きいた
め遷移損失が増加します。
38582f
19
LTC3858-2
アプリケーション情報
CIN と COUT の選択
CIN の選択は、2 フェーズ・アーキテクチャと、入力回路（バッ
テリ / ヒューズ / コンデンサ）を流れるワーストケース RMS 電
流へのこのアーキテクチャの影響によって単純化されます。コ
ンデンサのワーストケース RMS 電流はコントローラが 1 つだ
け動作しているときに流れることを示すことができます。最大
RMS コンデンサ電流の条件を求めるには、VOUT と IOUT の
積が最大になる方のコントローラを式 1 で使用する必要があ
ります。他方のコントローラから引き出される出力電流を増や
すと、入力 RMS リップル電流が実際にはその最大値から減
少します。位相をずらす方式では、1 フェーズの電源ソリュー
ションと比較すると、入力コンデンサの RMS リップル電流が
一般に 30% ∼ 70% ほど減少します。
連続モードでは、トップ MOSFET のソース電流は、デューティ
・
サイクルが VOUT/V IN の方形波になります。大きな過渡電圧
を防止するには、1 つのチャネルの最大 RMS 電流に対応で
きる容量の低 ESR コンデンサを使用します。コンデンサの最
大 RMS 電流は次式で与えられます。
CIN Required IRMS ≈
IMAX
VIN
⎡⎣( VOUT ) ( VIN – VOUT )⎤⎦1/2
(1)
式 1 は VIN = 2VOUT のとき最大値をとり、IRMS = IOUT/2 と
なります。大きく変化させてもそれほど状況が改善されない
ため、一般にはこの単純なワーストケース条件が設計に使用
されます。多くの場合、コンデンサ・メーカーはリップル電
流定格をわずか 2000 時間の寿命時間によって規定していま
す。このため、コンデンサをさらにディレーティングする、つ
まり要求条件よりも高い温度定格のコンデンサを選択するよ
うにしてください。サイズまたは高さの設計条件に適合させる
ため、複数のコンデンサを並列に接続することができます。
LTC3858-2 は動作周波数が高いため、C IN にセラミック・コ
ンデンサを使用することもできます。疑問点については必ず
メーカーに問い合わせてください。
2 フェーズ動作の利点は、電力の高い方のコントローラに対す
る式 1 を使用し、次に両方のコントローラが同時にオンする
とき生じるであろう損失を計算することによって評価すること
ができます。両方のコントローラが動作しているときは、入力
コンデンサの ESR を流れる電流パルスの重なり合った部分
の減少により、合計 RMS 電力損失が減少します。この理由
により、ワーストケースのコントローラについて上で計算した
入力コンデンサの条件はデュアル・コントローラの設計に対し
て適切です。さらに、2 フェーズ・システムではピーク電流が
減少するため、入力保護ヒューズの抵抗、バッテリ抵抗、お
よび PC ボードのトレース抵抗による各損失も減少します。マ
ルチフェーズ・デザインの全体的利点は、電源 / バッテリのソー
ス・インピーダンスを効率テストに含めるとき初めて完全に把
握されます。トップ MOSFET のドレインは互いに 1cm 以内に
配置し、共通 CIN を共有させます。ソースと CIN を分離する
と、V IN に望ましくない電圧共振や電流共振を生じる可能性
があります。
小さな（0.1µF ∼ 1µF）バイパス・コンデンサを LTC3858-2 に
近づけて、デバイスの VIN ピンとグランド間に配置することも
推奨します。C IN (C1) とV IN ピンの間に小さな抵抗（1Ω ∼
10Ω）を置くと 2 つのチャネルはさらに分離されます。
COUT は等価直列抵抗（ESR）に基づいて選択します。一般
に、ESR の要件が満たされると、その容量はフィルタ機能に
とって十分です。出力リップル
（∆VOUT）
は次式で近似できます。
⎛
⎞
1
∆VOUT ≈ ∆IL ⎜ESR +
⎟
8 • f • COUT ⎠
⎝
ここで、f O は動作周波数、C OUT は出力容量、∆I L はインダ
クタのリップル電流です。∆I L は入力電圧に応じて増加するの
で、出力リップルは入力電圧が最大のとき最大になります。
38582f
20
LTC3858-2
アプリケーション情報
出力電圧の設定
ソフトスタート（SS ピン）
LTC3858-2 の出力電圧は、図 5 に示されているように、出力
両端に注意深く配置した外付け帰還抵抗分割器によってそれ
ぞれ設定されます。安定化された出力電圧は次式から求まり
ます。
各 VOUT のスタートアップは対応する SS ピンの電圧によって
制御されます。SS ピンの電圧が内部の 0.8V リファレンスより
低いと、LTC3858-2 は V FB ピンの電圧を 0.8V ではなくSS
ピンの電圧に制御します。SS ピンを使って、外部ソフトスター
ト機能をプログラムするか、または VOUT がスタートアップ時
に別の電源をトラッキングできるようにすることができます。
⎛ R ⎞
VOUT = 0.8V ⎜1+ B ⎟
⎝ RA ⎠
周波数応答を改善するには、フィードフォワード・コンデンサ
（C FF）を使うことができます。V FB ラインはインダクタや SW
ラインなどのノイズ源から離して配線するように十分注意して
ください。
VOUT
1/2 LTC3858-2
RB
CFF
ソフトスタートをイネーブルするには、図 6 に示されているよ
うに、単にコンデンサを SS ピンからグランドに接続します。
内部 1µA 電流源がこのコンデンサを充電して、直線的に変化
するランプ電圧を SS ピンに発生します。LTC3858-2 は V FB
ピン（したがって、VOUT）を SS ピンの電圧に従って制御す
るので、VOUT は滑らかに 0V から安定化された最終値まで
上昇することができます。全ソフトスタート時間はおよそ次の
ようになります。
VFB
RA
38582 F05
図5．
出力電圧の設定
tSS = CSS •
0.8V
1µA
代わりに、図 7a と図 7b に概念的に示されているように、SS
1/2 LTC3858-2
SS
CSS
SGND
38582 F06
図6．SSピンを使ったソフトスタートの設定
38582f
21
LTC3858-2
アプリケーション情報
ピンを使って、スタートアップ時に 2 つの（複数の）電源をト
ラッキングすることができます。これを行うには、図 8 に示さ
れているように、抵抗分割器をマスタ電源（V X）からスレー
ブ電源（VOUT）の SS ピンに接続します。スタートアップの間、
VOUT は抵抗分割器によって次のように設定された比に従っ
て VX をトラッキングします。
次のようになります。
RA = RTRACKA
RB = RTRACKB
+ RTRACKB
R
RA
VX
=
• TRACKA
VOUT RTRACKA
RA + RB
同時トラッキング（スタートアップの間 VOUT = V X）の場合、
VX(MASTER)
OUTPUT VOLTAGE
OUTPUT VOLTAGE
VX(MASTER)
VOUT(SLAVE)
TIME
VOUT(SLAVE)
38582 F07a
TIME
（7a）
同時トラッキング
38582 F07b
（7b）
レシオメトリック・トラッキング
図7．
出力電圧トラッキングの2つの異なるモード
Vx VOUT
RB
1/2 LTC3858-2
VFB
RA
RTRACKB
SS
RTRACKA
38582 F08
図8．SSピンを使ったトラッキング
38582f
22
LTC3858-2
アプリケーション情報
INTVCC レギュレータ
LTC3858-2 には 2 個の異なる P チャネル低損失リニア・レギュ
レータ（LDO）が内蔵されており、EXTVCC ピンの接続状態
に従って、V IN 電源ピンまたは EXTVCC ピンのどちらから
か INTVCC ピンに電力を供給します。INTVCC はゲート・ド
ライバと内部回路のほとんどに電力を供給します。V IN LDO
と EXTVCC LDO は INTVCC を 5.1V に安定化します。これ
らはそれぞれ 50mA のピーク電流を供給することができ、最
小 4.7µF の低 ESR のコンデンサでグランドにバイパスする必
要があります。どんな種類のバルク・コンデンサを使うかに
関係なく、追加の 1µF セラミック・コンデンサをデバイスの
INTVCC ピンと PGND ピンのすぐ近くに接続することを推奨
します。MOSFET ゲート・ドライバに必要な高い過渡電流を
供給し、チャネル間の相互反応を防止するため、十分なバイ
パスが必要です。
大きな MOSFET が高い周波数でドライブされる高入力電圧
アプリケーションでは、LTC3858-2 の最大接合部温度定格
を超えるおそれがあります。ゲート充電電流によって支配され
る INTVCC 電流は、VIN LDO または EXTVCC LDO のどち
らかによって供給することができます。EXTVCC ピンの電圧
が 4.7Vより低いと、VIN LDO がイネーブルされます。この場
合のデバイスの電力消費は最大となり、VIN・INTVCC に等し
くなります。
「効率に関する検討事項」のセクションで説明さ
れているように、ゲート電荷電流は動作周波数に依存します。
接合部温度は「電気的特性」の Note 3 に与えられている式
を使って推算することができます。たとえば、LTC3858-2 の
INTVCC 電流は、EXTVCC 電源を使用していないとき、次に
示すように、70℃の周囲温度で 40V の電源の場合 32mA 未
満に制限されます。
TJ = 70° C + (32mA)(40V)(43° C/W) = 125° C
最大接合部温度を超えないようにするには、最大 V IN での
強制連続モード（PLLIN/MODE = INTVCC）動作時の入力
電源電流をチェックする必要があります。
EXTVCC ピンに印加された電圧が 4.7V を超えると、V IN
LDO がオフして EXTVCC LDO がイネーブルされます。
EXTVCC に与えられる電圧が 4.5Vより上に保たれている限
り、EXTVCC LDO はオンしたままです。EXTVCC LDO は
INTVCC の電圧を 5.1V に安定化しようとするので、EXTVCC
が 5.1Vより低い間は LDO がドロップアウト状態になり、
INTVCC の電圧はほぼ EXTVCC に等しくなります。EXTVCC
が 5.1Vより高く、絶対最大定格 14V 以下のとき、INTVCC
は 5.1V に安定化されます。
EXTVCC LDO を使うと、MOSFETドライバとコントロールの
電力は通常動作時にはスイッチング・レギュレータの一方の
出力（4.7V ≤ VOUT ≤ 14V）から得ることができ、出力が安
定化状態から外れると（たとえば、スタートアップ時や短絡
時）、V IN LDO から得ることができます。EXTVCC LDO を
通して規定値以上の電流が必要な場合は、EXTVCC LDO
はピンと INTVCC ピンの間に外部ショットキー・ダイオード
を追加することができます。この場合、6V を超える電圧を
EXTVCC に印加しないでください。また、EXTVCC ≤ VIN で
あることを確認してください。
ドライバ電流および制御電流に起因する VIN 電流は、
（デュー
ティ・サイクル）/（スイッチャの効率）に比例するため、出
力から INTVCC に電力を供給すれば効率と熱特性を大幅に
改善できます。これは、5V ∼ 14V のレギュレータ出力の場
合、EXTVCC ピンを直接 VOUT に接続することを意味します。
EXTVCC ピンを 8.5V 電源に接続すると、前の例の接合部
温度は 125℃から次の値にまで下がります。
TJ = 70° C + (32mA)(8.5V)(43° C/W) = 82° C
ただし、3.3V など他の低電圧出力の場合、出力から
INTVCC の電力を得るには追加回路が必要です。
以下、EXTVCC に対して可能な 4 つの接続方法を示します。
1. EXTVCC をグランドに接続します。こうすると、内部 5.1V
レギュレータから INTVCC に電力が供給されるため、入力
電圧が高いときに効率が最大 10% ほど低下します。
2. EXTVCC を VOUT に直接接続します。これは 5V ∼ 14V
のレギュレータでは通常の接続であり、効率が最も高くな
ります。
3. EXTVCC を外部電源に接続します。5V ∼ 14V の範囲の
外部電源を利用できれば、これを使用して EXTVCC に電
力を供給することができます。必ず EXTVCC < VIN なるよ
うにします。
4. EXTVCC を出力から得られる昇圧ネットワークに接続しま
す。3.3Vレギュレータや他の低電圧レギュレータでは、
4.7V
以上に昇圧した出力から得られる電圧に EXTVCC を接続
すれば効率が改善されます。これは、図 9 に示されてい
るような容量性チャージポンプを使って行うことができま
す。必ず EXTVCC < VIN となるようにします。
38582f
23
LTC3858-2
アプリケーション情報
VIN
CIN
BAT85
VIN
BAT85
MTOP
VN2222LL
TG1
1/2 LTC3858-2
EXTVCC
L
SW
RSENSE
BAT85
VOUT
MBOT
BG1
PGND
COUT
D
ます。デューティ・サイクルが非常に低いときの短絡状態では、
LTC3858-2 は短絡電流を制限するためにサイクル・スキップ
を開始します。この状況ではボトム MOSFET が大半の電力
を消費しますが、通常動作時よりも少なくなります。短絡時
のリップル電流は、次式のように、LTC3858-2 の最小オン時
間 tON(MIN)（約 95ns）、入力電圧、およびインダクタ値によっ
て決まります。
⎛V ⎞
∆I L(SC) = tON(MIN) ⎜ IN ⎟
⎝ L ⎠
その結果生じる平均短絡電流は次式で与えられます。
38582 F09
図9．EXTVCCの容量性チャージポンプ
トップサイド MOSFET ドライバの電源（CB、DB）
BOOST ピンに接続された外部ブートストラップ・コンデンサ
（C B）は、トップサイド MOSFET にゲート・ドライブ電圧を
供給します。SW ピンが L のとき、
「機能図」のコンデン
サ C B が INTVCC から外部ダイオード D B を通して充電され
ます。トップサイド MOSFET の 1 つをオンするとき、ドライ
バはその MOSFET のゲートソース間に C B の電圧を印加し
ます。これにより、トップ MOSFET スイッチをエンハンスして、
オンします。スイッチ・ノード電圧（SW）が V IN まで上昇し、
それに従って BOOST ピンが上昇します。トップ MOSFET
がオンしているとき、ブースト電圧は入力電源より高くなります
（VBOOST = VIN + VINTVCC）。昇圧コンデンサ（CB）の値とし
てはトップサイド MOSFET の全入力容量の 100 倍が必要で
す。外部ショットキー・ダイオードの逆ブレークダウン電圧は
VIN(MAX) より大きくなければなりません。
ゲート・ドライブ・レベルは最終的にはレギュレータの総入力
電流に基づいて調整します。何かを変更した結果入力電流
が減少すれば効率が改善されています。入力電流に変化が
なければ効率にも変化がありません。
フォールト状態：電流制限と電流フォールドバック
出力電流が電流リミットに達すると、出力電圧が低下し始め
ます。出力電圧がその公称出力レベルの 70%より下になると、
最大検出電圧がその最大選択値の約半分まで徐々に低下し
ISC =
50% • ILIM(MAX)
RSENSE
1
– ∆IL(SC)
2
フェーズロック・ループと周波数同期
LTC3858-2 には位相周波数検出器、ローパス・フィルタお
よび電圧制御発振器（VCO）で構成される内部フェーズロッ
ク・ループ（PLL）が備わっています。これにより、コントロー
ラ 1 のトップ MOSFET のターンオンを、PLLIN/MODE ピン
に与えられた外部クロック信号の立ち上がりエッジにロック
させることができます。したがって、コントローラ 2 のトップ
MOSFET のターンオンは、外部クロックに対して 180 度位相
がずれます。位相検出器はエッジに反応するデジタル・タイ
プで、外部発振器と内部発振器の位相のずれをゼロ度にし
ます。このタイプの位相検出器は、外部クロックの高調波に
誤ってロックすることがありません。
予めバイアスされていないとき外部クロックを与えると、従来
の PLL 動作が起動します。外部クロックの周波数が内部発
振器の周波数（f OSC）より高いと、電流が位相検出器の出力
から連続的にソースされ、VCO 入力を引き上げます。外部ク
ロックの周波数が fOSC より低いと、電流は連続的にシンクさ
れ、VCO 入力を引き下げます。外部周波数と内部周波数が
等しいが位相が異なると、位相差に対応した時間だけ電流
源がオンします。VCO 入力の電圧は、内部発信器と外部発
振器の位相と周波数が等しくなるまで調整されます。安定し
た動作点では、位相検出器の出力は高インピーダンスになり、
内部フィルタ・コンデンサ（C LP）が VCO 入力の電圧を保持
します。
38582f
24
LTC3858-2
アプリケーション情報
FREQ ピンを使用できる異なった状態を表 3 に示します。
1000
900
表3
FREQUENCY (kHz)
800
700
600
500
FREQピン
PLLIN/MODEピン
周波数
0V
DC電圧
350kHz
INTVCC
DC電圧
535kHz
DC電圧
50kHz～900kHz
上のどれか
外部クロック
外部クロックにフェーズロック
抵抗
400
300
200
最小オン時間に関する検討事項
100
0
15 25 35 45 55 65 75 85 95 105 115 125
FREQ PIN RESISTOR (kΩ)
38582 F10
図10．発振器周波数とFREQピンの抵抗値の関係
LTC3858-2 は周波数が LTC3858-2 の内部 VCO の範囲（公
称 55kHz ∼ 1MHz）の外部クロックにだけ同期することがで
きることに注意してください。これは 75kHz ∼ 850kHz となる
ことが保証されています。
外部クロック入力の
（PLLIN/MODE ピンの） H のスレッショ
ルドは標準で 1.6V、 L のスレッショルドは 1.1V です。
FREQ ピンを使って自走周波数を望みの同期周波数の近くに
設定することにより、高速フェーズロックを実現することがで
きます。VCO の入力電圧は FREQ ピンによって設定される
周波数に対応した周波数に予めバイアスされます。予めバイ
アスされていると、PLL はフェーズロックして同期を達成する
のに周波数をわずかだけ調整する必要があるだけです。自走
周波数を外部クロック周波数に近くする必要はありませんが、
近くすると PLL がロックする際に動作周波数が広い範囲の周
波数を通過しなくてすみます。
最小オン時間 tON(MIN) は、LTC3858-2 がトップ MOSFET を
オンすることができる最小時間です。これは内部タイミング遅
延とトップ MOSFET をオンするのに必要なゲート電荷の量に
よって決まります。低デューティ・サイクルのアプリケーション
では、この最小オン時間のリミットに接近する可能性がある
ので、次の条件を満たすように注意が必要です。
t ON(MIN) <
VOUT
VIN ( f)
デューティ・サイクルが最小オン時間で対応可能な値より低く
なると、コントローラはサイクル・スキップを開始します。出
力電圧は引き続き安定化されますが、リップル電圧とリップ
ル電流が増加します。
LTC3858-2 の最小オン時間は約 95ns です。ただし、ピーク
検出電圧が減少すると、最小オン時間は約 130ns まで徐々
に増加します。この点が、軽負荷でリップル電流が低い強制
連続アプリケーションで特に懸念されます。この状況でデュー
ティ・サイクルが最小オン時間のリミットより下になると、大き
なサイクル・スキップが発生する可能性があり、それに対応し
て電流および電圧リップルが大きくなります。
38582f
25
LTC3858-2
アプリケーション情報
効率に関する検討事項
スイッチング・レギュレータのパーセント効率は、出力電力を
入力電力で割って 100% を掛けたものに等しくなります。個々
の損失を解析して、効率を制限する要素がどれであり、また
何が変化すれば最も効率が改善されるかを判断できる場合
がよくあります。パーセント表示の効率は次式で表すことがで
きます。
% 効率 = 100% – (L1 + L2 + L3 + ...)
ここで、L1、L2 などは入力電力に対するパーセンテージで
表した個々の損失です。
回路内の電力を消費する全ての要素で損失が生じますが、
LTC3858-2 の回路の損失の大部分は 4 つの主な損失要因に
よって生じます。1) デバイスのVIN 電流、2)INTVCC レギュレー
タ電流、3) I2R 損失、4)トップサイド MOSFET の遷移損失
です。
1. VIN 電流は「電気的特性」の表に記載されている DC 入力
電源電流であり、MOSFET ドライバと制御回路の電流は
含まれません。V IN 電流による損失は一般に大きくはあり
ません（0.1% 未満）。
2. INTVCC 電流は MOSFETドライバ電流と制御電流の和で
す。MOSFETドライバ電流はパワー MOSFET のゲート容
量をスイッチングすることによって流れます。MOSFET の
ゲートが L から H 、そして再び L に切り替わる度に、
INTVCC からグランドに一定量の電荷（dQ）が移動します。
それによって生じる dQ/dt は INTVCC から流出する電流で
あり、一般に制御回路の電流よりはるかに大きくなります。
連続モードでは、IGATECHG = f(QT + QB) です。ここで、
QT と QB はトップサイド MOSFETとボトムサイド MOSFET
のゲート電荷です。
出力から得られる電力ソースから EXTVCC を介して
INTVCC に電力を供給すると、ドライバおよび制御回路に
必要な V IN 電流は、
（デューティ・サイクル）/（効率）を
比例係数にして減少します。たとえば、20V から 5V のア
プリケーションでは、10mA の INTVCC 電流は約 2.5mA
の V IN 電流になります。これによって、中間電流損失が
（ドライバが V IN から直接電力を供給されている場合の）
10% 以上からわずか数パーセントに減少します。
3. I2R 損失は、ヒューズ（使用している場合）、MOSFET、イ
ンダクタ、電流検出抵抗、および入力と出力のコンデンサ
の ESR の各 DC 抵抗から予測されます。連続モードでは、
L や R SENSE に平均出力電流が流れますが、トップサイド
MOSFETと同期 MOSFET の間で「こま切れ」にされま
す。2 個の MOSFET の RDS(ON) がほぼ同じ場合、片方の
MOSFET の抵抗に L の抵抗、R SENSE および ESR を加
算するだけで I2R 損失を求めることができます。たとえば、
各 RDS(ON) = 30mΩ、R L = 50mΩ、RSENSE = 10mΩ、お
よび R ESR = 40mΩ（入力容量と出力容量の両方の損失の
和）であれば、全抵抗は 130mΩ です。この結果、5V 出
力では出力電流が 1A から 5A まで増加すると損失は 3%
∼ 13% の範囲になり、3.3V 出力では 4% ∼ 20% の範囲
になります。効率は外付け部品と出力電力レベルが同じ
場合は、VOUT の 2 乗に反比例して変化します。高性能デ
ジタル・システムでは要求される出力電圧は低下しており、
電流は増加しているので、その相乗効果により、スイッチ
ング・レギュレータ・システムの各損失要因の重要性は単
に 2 倍ではなく4 倍になります。
4. 遷移損失はトップサイド MOSFET にのみ適用され、しか
も高入力電圧（通常 15V 以上）で動作しているときに限っ
て大きくなります。遷移損失は次式から推算できます。
遷移損失 = (1.7) • VIN • 2 • IO(MAX) • CRSS • f
銅トレースや内部バッテリ抵抗など他の「隠れた」損失は、
携帯用システムではさらに 5% ∼ 10% の効率低下を生じる
可能性があります。これらの「システム」レベルの損失を
設計段階で含めることが非常に重要です。内部バッテリと
ヒューズの抵抗損失は、スイッチング周波数において C IN
の電荷蓄積を適切にし、ESR を非常に低くすれば最小に
抑えることができます。25W 電源は一般に ESR が最大
20mΩ ∼ 50mΩ の最小 20µF ∼ 40µF の容量を必要としま
す。LTC3858-2 の 2 フェーズ・アーキテクチャでは、必要
な入力容量は標準で競合製品の半分になります。デッドタ
イム中のショットキー・ダイオードの導通損失やインダクタ
のコア損失などその他の損失は一般に追加される全損失
の 2% 未満にしかなりません。
38582f
26
LTC3858-2
アプリケーション情報
過渡応答のチェック
レギュレータのループ応答は負荷電流過渡応答を観察すれ
ばチェックできます。スイッチング・レギュレータは DC
（抵抗性）
負荷電流のステップに応答するのに数サイクルを要します。負
荷ステップが発生すると、VOUT は ∆I LOAD（ESR）だけシフ
トします。ここで、ESR は COUT の等価直列抵抗です。さら
に、∆I LOAD により C OUT の充放電が始まって帰還誤差信号
を発生し、レギュレータを電流変化に適応させて VOUT を定
常値に回復させます。この回復期間に（安定性に問題がある
ことを示す）過度のオーバーシュートやリンギングが発生しな
いか VOUT をモニタすることができます。OPTI-LOOP 補償
により、広範な出力容量と ESR 値に対して過渡応答の最適
化を図ることができます。I T H ピンが備わっているので制御
ループ動作を最適化できるだけでなく、DC 結合され、AC
フィルタを加えた閉ループ応答のテスト・ポイントが与え
られます。このテスト・ポイントでの DC ステップ、立ち上が
り時間、およびセトリングは、真の閉ループ応答を反映しま
す。2 次特性が支配的なシステムを想定すれば、位相マージ
ンや減衰係数はこのピンで見られるオーバーシュートのパー
センテージを使って推定することができます。このピンの立ち
上がり時間を調べることにより、帯域幅も推定できます。図
13 の回路に示されている ITH ピンの外付け部品はほとんどの
アプリケーションにおいて妥当な出発点となります。
ITH の直列 RC-CC フィルタにより、支配的なポール - ゼロ・ルー
プ補償が設定されます。これらの値は、プリント基板のレイ
アウトを完了し、特定の出力コンデンサの種類と容量値を決
定したら、過渡応答を最適化するために多少は（推奨値の 0.5
倍∼ 2 倍）変更することができます。出力コンデンサの種類
と値によってループの利得と位相が決まるので、まず出力コ
ンデンサを選択する必要があります。立ち上がり時間が 1µs
∼ 10µs の最大負荷電流の 20% ∼ 80% の出力電流パルスに
よって発生する出力電圧波形と I TH ピンの波形により、帰還
ループを開くことなく全体的なループの安定性を判断すること
ができます。
現実的な負荷ステップを発生する実用的な方法として、出力コ
ンデンサの両端に直接抵抗負荷とパワー MOSFET を接続し、
適当な信号発生器でそのゲートをドライブします。出力電流ス
テップによって生じる初期出力電圧ステップは帰還ループの帯
域幅内にない場合があるため、位相マージンを決定するのに
この信号を使用することはできません。このため、I TH ピンの
信号を調べる方が確実です。この信号は帰還ループ内にあり、
フィルタを通して補償された制御ループ応答です。
ループの利得は R C を大きくすると増加し、ループの帯域幅
は CC を小さくすると拡大します。CC を減少させるのと同じ比
率で R C を増加させるとゼロの周波数は変化しないので、帰
還ループの最も重要な周波数範囲で位相シフトが一定に保た
れます。出力電圧のセトリングの様子は閉ループ・システムの
安定性に関係し、電源全体の実際の性能を表します。
次に、大容量の（>1µF）電源バイパス・コンデンサが接続さ
れている負荷のスイッチが入れられると、さらに大きな過渡
が発生します。放電しきったバイパス・コンデンサが実質的
に COUT と並列接続状態になるため、VOUT が急低下します。
負荷スイッチの抵抗が低く、しかも瞬間的にドライブされる
と、どんなレギュレータでも出力電圧の急激なステップ変化
を防止するだけ素早く電流供給を変えることはできません。
CLOAD 対 COUT の比率が 1：50 より大きい場合は、スイッチ
の立ち上がり時間を制御して、負荷の立ち上がり時間を約 25
• CLOAD に制限しなければなりません。したがって、10µF の
コンデンサでは 250µs の立ち上がり時間が必要で、充電電
流は約 200mA に制限されます。
38582f
27
LTC3858-2
アプリケーション情報
設計例
3 チャネルの場合の設計例として、VIN = 12V（公称）、VIN =
22V（最大）、VOUT = 3.3V、IMAX = 5A、VSENSE(MAX) =
75mV および f = 350kHz と仮定します。
30% のリップル電流を仮定して、まずインダクタンス値を選
択します。リップル電流の最大値は最大入力電圧で発生しま
す。FREQピンを GND に接続すると350kHz 動作になります。
30% のリップル電流の場合、最小インダクタンスは次式のと
おりです。
∆IL =
VOUT ⎛ VOUT ⎞
⎜1–
⎟
( f) (L) ⎝ VIN ⎠
4.7µH のインダクタは 29% のリップル電流を発生します。ピー
ク・インダクタ電流は、最大 DC 値にリップル電流の半分を
加えた値（つまり 5.73A）になります。リップル電流を増やす
と、95ns の最小オン時間に違反しないようにするのにも役立
ちます。最小オン時間は以下のとおり最大 VIN = 22V で発生
します。
t ON(MIN) =
VOUT
3.3V
=
= 429ns
VIN ( f) 22V (350kHz )
等価 RSENSE 抵抗値は、最大電流検出スレッショルド
（64mV）
の最小値を使って計算することができます。
RSENSE ≤
64mV
= 0.011Ω
5.73A
0.5% 抵抗を選択すると、RA = 24.9k および RB = 77.7k では
3.296V の出力電圧になります。
トップサイド MOSFET の電力損失は容易に推定できます。
Fairchild の FDS6982S デュアル MOSFET を選択すると、
CMILLER = 215pFとなります。
T
（概
RDS(ON) = 0.035Ω/0.022Ω、
算値）= 50℃で最大入力電圧の場合、次のようになります。
PMAIN =
3.3V
(5A )2 ⎡⎣1+ (0.005) (50°C – 25°C)⎤⎦
22V
5A
(0.035Ω) + (22V )2 (2.5Ω) (215pF ) •
2
⎡
1 ⎤
1
+
⎢⎣
⎥ (350kHz ) = 331mW
5V – 2.3V 2.3V ⎦
グランドへの短絡によって、次のフォールドバック電流が流れ
ます。
ISC =
32mV 1 ⎛ 95ns (22V ) ⎞
– ⎜
⎟ = 2.98A
0.015Ω 2 ⎝ 4.7µH ⎠
ただし、RDS(ON) は標準的な値で、δ = (0.005/℃ )(25℃ ) =
0.125 です。その結果生じるボトム MOSFET の電力損失は次
のとおりです。
2
PSYNC = (2.98A ) (1.125) (0.022Ω) = 220mW
これは最大負荷状態での値より小さい値です。
CIN は、このチャネルだけが動作しているものと仮定して、全
動作温度で最低 3A の RMS 電流定格のものを選択します。
出力リップル電圧を下げるために、ESR が 0.02Ω の COUT を
選択します。連続モードでの出力リップルは入力電圧が最大
のときに最大になります。ESR による出力電圧リップルはおよ
そ次のとおりです。
VORIPPLE = RESR (∆IL) = 0.02Ω(1.45A) = 29mVP-P
38582f
28
LTC3858-2
アプリケーション情報
PC ボードのレイアウトのチェックリスト
PC ボードをレイアウトするときは、以下のチェックリストを使
用して、このデバイスが正しく動作するようにします。これら
の項目は図 11 のレイアウト図にもイラストで示してあります。
連続モードで動作している 2 フェーズ同期式レギュレータの
様々な枝分かれした経路に現れる電流波形を図 12 に示しま
す。レイアウトでは、以下の項目をチェックしてください。
1. N チャネル MOSFET の MTOP1と MTOP2 は互いに 1cm
以内に配置され、CIN で共通ドレイン接続されていますか。
2 つのチャネルの入力デカップリングを分割すると大きな
共振ループが形成されることがあるので、入力デカップリ
ングは分割しないでください。
2. 信号グランドと電源グランドは分離されていますか。1 つに
まとめたこのデバイスの信号グランド・ピンと C INTVCC の
グランド・リターンは、1 つにまとめた C OUT の（–）端子
に戻す必要があります。トップ N チャネル MOSFET、ショッ
トキー・ダイオードおよび C IN コンデンサで形成される経
路は、リードと PC トレースを短くします。コンデンサは互
いに隣接させ、また上記のショットキー・ループからは離
して配置し、出力コンデンサの（–）端子と入力コンデン
サの（–）端子を可能な限り近づけて接続してください。
3. LTC3858-2 の V FB ピンの抵抗分割器は C OUT の（+）端
子に接続されていますか。抵抗分割器は C OUT の（+）端
子と信号グランドの間に接続する必要があります。帰還抵
抗は入力コンデンサからの高電流入力経路に沿って配線
しないでください。
4. SENSE + と SENSE – は最小の基板トレース間隔で一緒に
配線されていますか。SENSE+ と SENSE – の間のフィルタ・
コンデンサはできるだけデバイスに近づけて配置します。
センス抵抗にはケルビン接続を使って精密な電流検出を
確実に行います。
5. INTVCC デカップリング・コンデンサはデバイスの近くで
INTVCC ピンと電源ピンの間に接続されていますか。こ
のコンデンサは MOSFET ドライバのピーク電流を供給し
ます。1µF セラミック・コンデンサを 1 個 INTVCC ピンと
PGND ピンに隣接して追加すると、ノイズ性能を大幅に改
善できます。
6. スイッチング・ノード
（SW1、
SW2）
、
トップ・ゲート・ノード
（TG1、
TG2）
、およびブースト・ノード（BOOST1、BOOST2）を
敏感な小信号ノード、特に反対側のチャネルの電圧検出帰
還ピンおよび電流検出帰還ピンから離してください。これ
ら全てのノードの信号は非常に大きく高速で変化するので、
LTC3858-2 の「出力側」に置き、基板のトレース面積を最
小にします。
7. 改良型の「スター・グランド」手法を使います。これは、
入力コンデンサおよび出力コンデンサと同じ基板の側にあ
る低インピーダンスの大きな銅領域の中央接地点で、ここ
に INTVCC デカップリング・コンデンサのボトム側、電圧
帰還抵抗分割器のボトム、およびデバイスの SGND ピン
を接続します。
38582f
29
LTC3858-2
アプリケーション情報
PC ボードのレイアウトのデバッグ
最初、片方のコントローラだけオンします。回路をテストする
とき、DC-50MHz の電流プローブを使用してインダクタの電
流をモニタすると有益です。出力スイッチング・ノード（SW
ピン）をモニタしてオシロスコープを内部発振器に同期させ、
実際の出力電圧も調べてください。アプリケーションで予想
される動作電圧および電流範囲で適切な性能が出ているか
チェックします。ドロップアウト状態までの入力電圧範囲にわ
たって、さらに出力負荷が低電流動作スレッショルド（標準
で Burst Mode 動作の最大設計電流レベルの 10%）より下に
なるまで動作周波数が保たれなければなりません。
デューティ・サイクルのパーセンテージは、適切に設計された
低ノイズの PCB においてはサイクルからサイクルへと維持され
ます。低調波の周期でデューティ・サイクルが変動する場合、
電流検出入力または電圧検出入力でノイズを拾っているか、
またはループ補償が適当でない可能性があります。レギュレー
タの帯域幅の最適化が必要なければ、ループを過補償にし
て PCB のレイアウトの不備を補うことができます。両方のコ
ントローラを同時にオンするのは必ず各コントローラの個々の
性能をチェックした後にしてください。特に条件の厳しい動
作領域は、一方のコントローラ・チャネルが電流コンパレー
タのトリップ点に近づいているときに他方のチャネルがトップ
MOSFET をオンするときです。これは内部クロックの位相同
期のために、どちらかのチャネルのデューティ・サイクルが
50% 付近のとき発生し、デューティ・サイクルの小さなジッタ
を引き起こす可能性があります。
出力電流が大きいとき、または入力電圧が高いときにしか問
題がないかどうか調べます。入力電圧が高くかつ出力電流が
小さいときに問題が発生する場合は、BOOST、SW、TG お
よび BG の各接続と、敏感な電圧ピンおよび電流ピンとの間
の容量性結合を調べます。電流検出ピン間に接続するコンデ
ンサは、デバイスのピンのすぐ近くに配置する必要があります。
このコンデンサは高周波容量性結合による差動ノイズの混入
の影響を抑えるのに有効です。入力電圧が低くかつ電流出
力負荷が大きいときに問題が起きる場合は、C IN、ショット
キー・ダイオード、トップ MOSFET などの部品と、敏感な電
流および電圧検出トレースとの誘導性結合を調べます。さら
に、これらの部品とデバイスの SGND ピンの間の共通グラン
ド経路の電圧ピックアップも調べてください。
電流検出のリード線を逆方向に接続した場合、その他の点
ではスイッチング・レギュレータが正しく動作するため、かえっ
て見逃すおそれのある厄介な問題が生じます。このような不
適切な接続状態でも出力電圧は維持されますが、電流モー
ド制御の利点は実現されません。電圧ループの補償は部品
選択に対してはるかに敏感です。この現象は電流センス抵抗
を一時的に短絡して調べることができます。センス抵抗を短
絡してもレギュレータは引き続き出力電圧を制御するので心
配はいりません。
V I Nを公称レベルから下げて、ドロップアウト状態のレギュ
レータ動作を検証します。出力をモニタしながらさらにV I Nを
下げて動作を確認し、低電圧ロックアウト回路の動作を
チェックします。
38582f
30
LTC3858-2
アプリケーション情報
RPU2
SS1
LTC3858-2
PGOOD2
ITH1
VFB1
PGOOD2
VPULL-UP
(<6V)
RPU1
PGOOD1
PGOOD1
L1
SENSE1+
TG1
SENSE1–
SW1
CB1
FREQ
PHASMD
VPULL-UP
(<6V)
M1
BOOST1
M2
RUN2
EXTVCC
INTVCC
SENSE2+
BG2
ITH2
SS2
RIN
1µF
CERAMIC
COUT1
PGND
SENSE2–
VFB2
CVIN
VOUT1
CINTVCC
GND
COUT2
1µF
CERAMIC
M3
BOOST2
SW2
VIN
CIN
+
SGND
VIN
+
RUN1
D1
+
PLLIN/MODE
VOUT1
BG1
CLKOUT
fIN
RSENSE
M4
D2
CB2
RSENSE
TG2
VOUT2
L2
38582 F11
図11．推奨プリント回路レイアウト図
38582f
31
LTC3858-2
アプリケーション情報
SW1
L1
D1
RSENSE1
VOUT1
COUT1
RL1
VIN
RIN
CIN
SW2
BOLD LINES INDICATE
HIGH SWITCHING
CURRENT. KEEP LINES
TO A MINIMUM LENGTH.
L2
D2
RSENSE2
VOUT2
COUT2
RL2
38582 F12
図12．枝電流の波形
38582f
32
LTC3858-2
標準的応用例
RB1
215k
CF1
15pF
RA1
68.1k
C1
1nF
CITH1A
150pF
LTC3858-2
SENSE1+
PGOOD2
SENSE1–
VFB1
PGOOD1
INTVCC
100k
100k
MBOT1
BG1
SW1
(OPTIONAL
TRACKING)
CITH1
820pF
RITH1 CSS1
15k 0.1µF
215k
68.1k
VOUT2
CSS2
0.1µF
ITH1
RITH2
27k
COUT1
150µF
VOUT1
3.3V
5A
MTOP1
TG1
D1
VIN
SS1
ILIM
INTVCC
PHASMD
CLKOUT
PGND
PLLIN/MODE
SGND
EXTVCC
TG2
RUN1
RUN2
BOOST2
FREQ
SS2
CITH2
680pF
RSENSE1
7mΩ
CB1
0.47µF
BOOST1
VOUT2
L1
3.3µH
ITH2
CITH2A
100pF
CIN
22µF
CINT
4.7µF
VIN
9V TO 38V
D2
MTOP2
CB2
0.47µF
L2
7.2µH
SW2
RSENSE2
10mΩ
VOUT2
8.5V
COUT2 3A
150µF
MBOT2
BG2
VFB2
RA2
44.2k
CF2
39pF
C2
1nF
SENSE2–
SENSE2+
RB2
422k
38582 F13
COUT1, COUT2: SANYO 10TPD150M
L1: SUMIDA CDEP105-3R2M
L2: SUMIDA CDEP105-7R2M
MTOP1, MTOP2, MBOT1, MBOT2: VISHAY Si7848DP
効率と出力電流
スタートアップ
SWノードの波形
100
90
EFFICIENCY (%)
80
70
VOUT = 8.5V
VOUT2
2V/DIV
VOUT = 3.3V
SW1
5V/DIV
60
50
VOUT1
2V/DIV
40
SW2
5V/DIV
30
20
VIN = 12V
Burst Mode OPERATION
0
0.00001 0.0001 0.001 0.01
0.1
1
10
OUTPUT CURRENT (A)
10
20ms/DIV
38582 F13c
1µs/DIV
38582 F13d
38582 F13b
図13．高効率デュアル8.5V/3.3V降圧コンバータ
38582f
33
LTC3858-2
標準的応用例
高効率デュアル2.5V/3.3V降圧コンバータ
RB1
143k
CF1
22pF
RA1
68.1k
C1
1nF
CITH1A
100pF
LTC3858-2
SENSE1+
PGOOD2
SENSE1–
VFB1
PGOOD1
INTVCC
100k
100k
MBOT1
BG1
SW1
CITH1
820pF
ITH1
CSS1
0.01µF
CSS2
0.01µF
CITH2
820pF
CITH2A
150pF
D1
SS1
INTVCC
ILIM
PHASMD
PGND
CLKOUT
PLLIN/MODE
SGND
EXTVCC
TG2
RUN1
RUN2
BOOST2
FREQ
ITH2
COUT1
150µF
VOUT1
2.5V
5A
MTOP1
TG1
VIN
SS2
RITH2
15k
RSENSE1
7mΩ
CB1
0.47µF
BOOST1
RITH1
22k
L1
2.4µH
CIN
22µF
CINT
4.7µF
VIN
4V TO 38V
D2
MTOP2
CB2
0.47µF
L2
3.2µH
SW2
BG2
RSENSE2
7mΩ
MBOT2
VOUT2
3.3V
COUT2 5A
150µF
VFB2
RA2
68.1k
CF2
15pF
C2
1nF
SENSE2–
SENSE2+
RB2
215k
COUT1, COUT2: SANYO 10TPD150M
L1: SUMIDA CDEP105-2R5
L2: SUMIDA CDEP105-3R2M
MTOP1, MTOP2, MBOT1, MBOT2: VISHAY Si7848DP
38582 TA02
38582f
34
LTC3858-2
標準的応用例
高効率デュアル12V/5V降圧コンバータ
RB1
422k
CF1
33pF
RA1
30.1k
C1
1nF
CITH1A
100pF
SENSE1+
PGOOD2
SENSE1–
PGOOD1
100k INTVCC
100k
MBOT1
BG1
VFB1
SW1
CITH1
680pF
CSS1
0.01µF
VOUT1
RFREQ
60k
CSS2
0.01µF
TG1
ITH1
LTC3858-2
ITH2
CITH2
680pF
RITH2
17k
CITH2A
100pF
VFB2
RA2
75k
CF2
15pF
C2
1nF
SENSE2–
SENSE2+
CIN
22µF
CINT
4.7µF
VIN
12.5V TO 38V
D2
MTOP2
CB2
0.47µF
L2
4.3µH
SW2
BG2
COUT1
47µF
VOUT1
12V
3A
MTOP1
D1
VIN
SS1
INTVCC
ILIM
PHASMD
PGND
CLKOUT
PLLIN/MODE
SGND
EXTVCC
TG2
RUN1
RUN2
BOOST2
FREQ
SS2
RSENSE1
10mΩ
CB1
0.47µF
BOOST1
RITH1
33k
L1
8.8µH
RSENSE2
7mΩ
MBOT2
VOUT2
5V
COUT2 5A
150µF
COUT1: KEMET T525D476M016E035
COUT2: SANYO 10TPD150M
L1: SUMIDA CDEP105-8R8M
L2: SUMIDA CDEP105-4R3M
MTOP1, MTOP2, MBOT1, MBOT2: VISHAY Si7848DP
RB2
393k
38582 TA03
38582f
35
LTC3858-2
標準的応用例
高効率デュアル24V/5V降圧コンバータ
RB1
487k
CF1
18pF
RA1
16.9k
C1
1nF
CITH1A
100pF
SENSE1+
PGOOD2
SENSE1–
PGOOD1
VFB1
100k
INTVCC
100k
MBOT1
BG1
SW1
RITH1
46k
CSS1
0.01µF
VOUT2
RFREQ
60k
CSS2
0.01µF
ITH1
CITH2
680pF
RITH2
17k
CITH2A
100pF
MTOP1
TG1
D1
LTC3858-2
VIN
SS1
INTVCC
ILIM
PHASMD
CLKOUT
PGND
PLLIN/MODE
SGND
TG2
EXTVCC
RUN1
BOOST2
RUN2
FREQ
SS2
ITH2
RSENSE1
25mΩ
CB1
0.47µF
BOOST1
CITH1
680pF
L1
22µH
CIN
22µF
CINT
4.7µF
COUT1
22µF
=2
CERAMIC
VIN
28V TO 38V
D2
MTOP2
CB2
0.47µF
L2
4.3µH
SW2
BG2
VOUT1
24V
1A
RSENSE2
7mΩ
MBOT2
VOUT2
5V
COUT2 5A
150µF
VFB2
RA2
75k
CF2
15pF
C2
1nF
SENSE2–
SENSE2+
COUT2: SANYO 10TPD150M
L1: SUMIDA CDRH105R-220M
L2: SUMIDA CDEP105-4R3M
MTOP1, MTOP2, MBOT1, MBOT2: VISHAY Si7848DP
RB2
392k
38582 TA04
38582f
36
LTC3858-2
標準的応用例
高効率デュアル1V/1.2V降圧コンバータ
RB1
28.7k
CF1
56pF
RA1
115k
C1
1nF
CITH1A
200pF
SENSE1+
PGOOD2
SENSE1–
PGOOD1
VFB1
100k INTVCC
100k
L1
MBOT1 0.47µH
BG1
SW1
CITH1
1000pF
RITH1
3.93k
RFREQ
60k
CSS2
0.01µF
CITH2A
200pF
VIN
SS1
INTVCC
ILIM
PHASMD
CLKOUT
PGND
PLLIN/MODE
SGND
TG2
EXTVCC
RUN1
BOOST2
RUN2
FREQ
ITH2
VFB2
RA2
115k
CF2
56pF
C2
1nF
SENSE2–
SENSE2+
COUT1
220µF
=2
D1
LTC3858-2
SS2
RITH2
CITH2
3.93k
1000pF
MTOP1
TG1
ITH1
CSS1
0.01µF
RSENSE1
4mΩ
CB1
0.47µF
BOOST1
VOUT1
1V
8A
CIN
22µF
CINT
4.7µF
D2
MTOP2
CB2
0.47µF
L2
0.47µH
SW2
BG2
VIN
12V
RSENSE2
4mΩ
MBOT2
VOUT2
1.2V
COUT2 8A
220µF
=2
COUT1, COUT2: SANYO 2R5TPE220M
L1: SUMIDA CDEP105-0R4
L2: SUMIDA CDEP105-0R4
MTOP1, MTOP2: RENESAS RJK0305
MBOT1, MBOT2: RENESAS RJK0328
RB2
57.6k
38582 TA05
38582f
37
LTC3858-2
標準的応用例
インダクタのDCRによる電流検出付き高効率デュアル1V/1.2V降圧コンバータ
RB1
28.7k
CF1
56pF
RA1
115k
RS1 1.18k
C1
0.1µF
CITH1A
200pF
SENSE1+
PGOOD2
SENSE1–
PGOOD1
100k
INTVCC
100k
SW1
CITH1
1000pF
RFREQ
65k
CSS2
0.01µF
CITH2
1000pF
RITH2
3.93k
CITH2A
220pF
MTOP1
TG1
ITH1
CSS1
0.01µF
COUT1
220µF
=2
CB1
0.47µF
BOOST1
RITH1
3.93k
L1
0.47µH
MBOT1
BG1
VFB1
VOUT1
1V
8A
D1
LTC3858-2
VIN
SS1
INTVCC
ILIM
PHASMD
CLKOUT
PGND
PLLIN/MODE
SGND
EXTVCC
TG2
RUN1
RUN2
BOOST2
FREQ
CIN
22µF
CINT
4.7µF
VIN
12V
D2
MTOP2
CB2
0.47µF
L2
0.47µH
SS2
SW2
ITH2
BG2
MBOT2
VOUT2
1.2V
COUT2 8A
220µF
=2
VFB2
RA2
115k
CF2
56pF
RB2
57.6k
C2
0.1µF
SENSE2–
COUT1, COUT2: SANYO 2R5TPE220M
L1, L2: VISHAY IHL P2525CZERR47M06
MTOP1, MTOP2: RENESAS RJK0305
MBOT1, MBOT2: RENESAS RJK0328
SENSE2+
RS2
1.18k
38582 TA06
38582f
38
LTC3858-2
パッケージ
UH パッケージ
32ピン・プラスチックQFN（5mm×5mm）
(Reference LTC DWG # 05-08-1693 Rev D)
0.70 p0.05
5.50 p0.05
4.10 p0.05
3.50 REF
(4 SIDES)
3.45 p 0.05
3.45 p 0.05
パッケージの外形
0.25 p 0.05
0.50 BSC
推奨半田パッド・レイアウト
半田付けされない領域には半田マスクを使用する
5.00 p 0.10
(4 SIDES)
露出パッドの底面
0.75 p 0.05
R = 0.05
TYP
0.00 – 0.05
R = 0.115
TYP
ピン1のノッチR = 0.30（標準）
または0.35 s 45oの面取り
31 32
0.40 p 0.10
ピン1の
トップ・
マーキング
（NOTE 6）
1
2
3.50 REF
(4-SIDES)
3.45 p 0.10
3.45 p 0.10
(UH32) QFN 0406 REV D
0.200 REF
注記：
1. 図はJEDECパッケージ・アウトラインMO-220のバリエーションWHHD-(X)に
含めるよう提案されている
（承認待ち）
2. 図は実寸とは異なる
3. 全ての寸法はミリメートル
4. パッケージ底面の露出パッドの寸法にはモールドのバリを含まない。
モールドのバリは
（もしあれば）
各サイドで0.20mmを超えないこと
5. 露出パッドは半田メッキとする
6. 網掛けの部分はパッケージのトップとボトムのピン1の位置の参考に過ぎない
0.25 p 0.05
0.50 BSC
38582f
リニアテクノロジー・コーポレーションがここで提供する情報は正確かつ信頼できるものと考えておりますが、その使用に関する責務は
一切負いません。また、ここに記載された回路結線と既存特許とのいかなる関連についても一切関知いたしません。なお、日本語の資料は
あくまでも参考資料です。訂正、変更、改版に追従していない場合があります。最終的な確認は必ず最新の英語版データシートでお願いいたします。
39
LTC3858-2
標準的応用例
高効率2フェーズ12V/150W降圧コンバータ
RB1
698k
CF1
10pF
RA1
49.9k
SENSE1+
C1
1nF
SENSE1–
CITH1A
68pF
PGOOD2
PGOOD1
VFB1
100k
INTVCC
100k
MBOT1
BG1
SW1
CITH1
3300pF
VOUT
SS1
ITH1
VFB1
C2
1nF
MTOP1
TG1
ITH1
CSS1
0.1µF
COUT1
22µF
16V
VOUT
12V
12.5A
D1
LTC3858-2
VIN
SS1
INTVCC
ILIM
PHASMD
CLKOUT
PGND
PLLIN/MODE
SGND
TG2
EXTVCC
RUN1
BOOST2
RUN2
FREQ
SW2
SS2
ITH2
10µF
16V
RSENSE1
5mΩ
CB1
0.47µF
BOOST1
RITH1
2.94k
L1
6µH
CIN
10µF
50V
CINT
4.7µF
10µF
50V
VIN
19V TO 28V
D2
MTOP2
CB2
0.47µF
L2
6µH
RSENSE2
5mΩ
COUT2
22µF
16V
MBOT2
BG2
VFB2
SENSE2–
SENSE2+
10µF
16V
COUT1, COUT2: SANYO 16TQC22M
L1, L2: SUMIDA CDEP106-6ROM
MTOP1, MTOP2: INFINEON BSZ097N04LS
MBOT1, MBOT2: INFINEON BSZ097N04LS
38582 TA07
関連製品
製品番号
説明
注釈
LTC3859
低消費電流、
トリプル出力、昇降圧/降圧/昇圧同期整流式コールドクランクの間出力
（≥5V）
は安定化状態に留まる、
DC/DCコントローラ
2.5V ≤ VIN ≤ 38V、VOUT(BUCKS)：最大24V、VOUT(BOOST)：
最大60V、IQ = 55µA、
LTC3868/LTC38681
99%デューティ・サイクルの、低消費電流、
デュアル出力、
2フェーズ同期整流式降圧DC/DCコントローラ
LTC3857/LTC38571
99%デューティ・サイクルの、低消費電流、
デュアル出力、
2フェーズ同期整流式降圧DC/DCコントローラ
フェーズロック可能な固定動作周波数：50kHz∼900kHz、
4V ≤ VIN ≤ 24V、0.8V ≤ VOUT ≤ 14V、IQ = 170µA
LTC3890/LTC3890- 60V、99%デューティ・サイクルの、低消費電流、
1
デュアル、2フェーズ同期整流式降圧DC/DCコントローラ
LTC3834/LTC38341
低消費電流、同期整流式降圧DC/DCコントローラ
LTC3835/LTC38351
低消費電流、同期整流式降圧DC/DCコントローラ
LTC3891
60V、99%デューティ・サイクルの、低消費電流、
同期整流式降圧DC/DCコントローラ
LTC3824
100%デューティ・サイクルの、低消費電流、
高電圧DC/DCコントローラ
フェーズロック可能な固定動作周波数：50kHz∼900kHz、
4V≤ VIN ≤ 38V、0.8V ≤ VOUT ≤ 24V、IQ = 50µA
フェーズロック可能な固定動作周波数：50kHz∼900kHz、
4V ≤ VIN ≤ 60V、0.8V ≤ VOUT ≤ 24V、IQ = 50µA
フェーズロック可能な固定動作周波数：140kHz∼650kHz、
4V ≤ VIN ≤ 36V、0.8V ≤ VOUT ≤ 10V、IQ = 30µA
フェーズロック可能な固定動作周波数：140kHz∼650kHz、
4V ≤ VIN ≤ 36V、0.8V ≤ VOUT ≤ 10V、IQ = 80µA
フェーズロック可能な固定動作周波数：50kHz∼900kHz、
4V ≤ VIN ≤ 60V、0.8V ≤ VOUT ≤ 24V、IQ = 50µA
選択可能な固定200kHz∼600kHz動作周波数、4V ≤ VIN ≤ 60V、
0.8V ≤ VOUT ≤ VIN、IQ = 40µA、MSOP-10E
38582f
40
リニアテクノロジー株式会社
〒102-0094 東京都千代田区紀尾井町3-6紀尾井町パークビル8F
TEL 03- 5226-7291 ● FAX 03-5226-0268 ● www.linear-tech.co.jp
LT 1110 • PRINTED IN JAPAN
 LINEAR TECHNOLOGY CORPORATION 2010

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