6 Insulated-Gate-Bipolar-Transistor (IGBT)

Prof. Dr. T. Wolf
Hochschule Landshut
Elektronische Bauelemente
Studiengang Elektro- und Informationstechnik
6 Insulated-Gate-Bipolar-Transistor (IGBT)
6.1 Funktionsprinzip
Der IGBT ist eine Kombination aus MOSFET und BJT, der die Vorteile beider
Elemente vereinigt und die Nachteile zumindest abschwächt. Da der IGBT
ausschließlich in der Leistungselektronik im Schalterbetrieb eingesetzt wird und
dabei die Verlustleistung eine zentrale Rolle spielt, wird er hauptsächlich in der
Variante mit n-Kanal verwendet.
Die Durchlassverluste eines Leistungs-MOSFET nehmen bei einer Auslegung des
MOSFETs für größere Sperrspannungen drastisch zu. Dies liegt vor allem am Bahnwiderstand der schwach dotierten n -Schicht, die mit zunehmender Sperrspannung
immer dicker werden muss, damit die Durchbruchfeldstärke nicht überschritten wird.
Durch einen zusätzlichen pn-Übergang kann die n -Schicht wie bei einer Leistungsdiode mit Ladungsträgern überschwemmt werden und der Widerstand dieser Schicht
kann drastisch reduziert werden:
G
E
n
G
n
p
Kanal
n
-
p
C
Diese Struktur wird als IGBT bezeichnet, da sie schaltungstechnisch einem pnpTransistor entspricht, dessen Basisstrom von einem n-Kanal-MOSFET gesteuert
wird. Unglücklicherweise ist durch die beim IGBT üblichen Anschlussbezeichnungen
der physikalische Emitter des pnp-Transistors der Kollektor des IGBT und der
physikalische Kollektor des pnp-Transistors ist der Emitter des IGBT.
Wie beim Leistungs-MOSFET existiert ein parasitärer npn-Transistor, der durch
einen Kurzschluss zwischen seiner Basis und seinem Emitter am Einschalten
gehindert werden muss. Dieser Kurzschluss erfolgt wie beim Leistungs-MOSFET
durch den Emitter-Metallkontakt.
Das Einschalten des parasitären npn-Transistors ist beim IGBT noch kritischer als
beim Leistungs-MOSFET, da der npn-Transistor zusammen mit dem pnp-Transistor
einen Thyristor bildet, der nicht mehr abgeschaltet werden kann, wenn er gezündet
ist (s. Kap. 7). Dieser als Latch-up bezeichnete Effekt führt zur Zerstörung des IGBT
und muss durch Einhaltung der im Datenblatt angegebenen Spannungs-, Strom- und
Temperaturgrenzen vermieden werden.
Es gibt verschiedene Möglichkeiten, diese Struktur zu optimieren, auf die hier aus
Zeitgründen nicht eingegangen werden kann. Die beiden Hauptrichtungen sind die
Non-Punch-Through (NPT)-Struktur, bei der die RLZ im Sperrbetrieb komplett durch
die n -Schicht aufgenommen wird und die Punch-Through (PT)-Struktur, bei der die
RLZ sich in eine zusätzliche höher dotierte n-Schicht unter der n -Schicht ausdehnt.
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6.2 Kennlinien und Kenngrößen
UCG
IC
C
UCG
C
IC
IG
UGE
G
UCE
E
UCE
IG G
UGE
IE
E IE
Im Normalbetrieb ist beim n-Kanal-IGBT UGE  0 und UCE  0. Der Kollektorstrom IC
und der Emitterstrom IE sind beim n-Kanal-IGBT im statischen Betrieb positiv. Der
Gatestrom IG ist im statischen Betrieb 0.
Übertragungskennlinienfeld:
Ausgangskennlinienfeld.
IC
Diodenbetrieb
UCE  UGE - Uth
UGE typ. 10…15V
UGE2  UGS1
Transistorbetrieb
UCE  UGE - Uth
UGE1  Uth
UGE  Uth
UGE
Uth
UCE
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Zur Bildung des Kanals muss die Gate-Emitter-Spannung eine Schwellenspannung
Uth überschreiten. Unterhalb der Schwellenspannung fließt zwischen Kollektor und
Emitter kein nennenswerter Strom. Die Kollektor-Emitter-Spannung fällt an der BasisKollektor-Diode des pnp-Transistors ab und kann sehr hohe Werte erreichen (bis ca.
8kV). Dies ist der Auszustand des IGBT im Schalterbetrieb.
Wenn die Schwellenspannung überschritten ist und die Kollektor-Emitter-Spannung
gering ist, befindet sich der MOSFET im Widerstandsbetrieb und schließt die BasisKollektor-Diode des pnp-Transistors kurz. Der Kollektorstrom hängt in diesem Betrieb
mit der Diodenkennlinie der Basis-Emitter-Diode des pnp-Transistors von der
Kollektor-Emitter-Spannung ab. Dieser Betrieb ist der Ein-Zustand im
Schalterbetrieb. Da die Kollektor-Emitter-Restspannung wegen der Diodenkennlinie
nur schwach mit dem Kollektorstrom zunimmt, hat der IGBT bei hohen
Kollektorströmen einen deutlichen Vorteil gegenüber dem MOSFET und kann Ströme
bis 5kA schalten. Die Kollektor-Emitter-Restspannung UCEon ist im Datenblatt für
verschiedene Kollektorströme angegeben. Der Strom, ab dem ein IGBT die geringere
Durchlassspannung besitzt als ein MOSFET vergleichbarer Fläche, ist umso
niedriger je höher die geforderte Sperrspannung sein muss.
Für die Parallelschaltung von IGBTs ist die Temperaturabhängigkeit von UCEon
wichtig. Bei NPT-Strukturen nimmt UCEon mit der Temperatur zu, so dass solche
IGBTs ohne weitere Maßnahmen parallel geschaltet werden können. Bei PTStrukturen nimmt UCEon mit der Temperatur ab, so dass eine Parallelschaltung nicht
ohne weiteres möglich ist.
Für größere Kollektor-Emitter-Spannungen geht der Kanal in den Abschnürbetrieb
und der pnp-Transistor in den aktiven Betrieb, so dass der Kollektorstrom wie beim
BJT und MOSFET praktisch unabhängig von der Kollektor-Emitter-Spannung wird.
Die Größe des Kollektorstromes bei einer gegebenen Gate-Emitterspannung ergibt
sich theoretisch aus der Multiplikation des beim MOSFET abgeleiteten Kanalstromes
mit der Stromverstärkung des pnp-Transistors. Theoretisch ergibt sich somit wie
beim MOSFET eine näherungsweise quadratische Übertragungskennlinie. Da der
IGBT ausschließlich als Schalter eingesetzt wird, wird dieser Kennlinienbereich aber
nur beim Schaltvorgang durchlaufen.
Da die Bodydiode des MOSFET in Reihe zu der Basis-Emitter-Diode des pnpTransistors liegt, hat der IGBT prinzipiell eine Sperrfähigkeit im Rückwärtsbetrieb für
UCE<0. Diese Sperrfähigkeit ist jedoch begrenzt, da die Sperrspannung am
rückseitigen pn-Übergang aus technologischen Gründen (fehlende Randstrukturen
ermöglichen Randüberschläge) begrenzt ist.
Häufig wird im Gehäuse des IGBT eine optimierte schnelle Soft-Recovery-Diode
parallel zum IGBT geschaltet, die in Brückenschaltungen als Freilaufdiode dient.
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tw 14.12.2015 EBE_6.doc
* C:\Daten\Vorlesungen\Ebe\Ebe_Vorlesung_ws1516\Ebe_LTspice_ws1516\Ebe_PSpi...
Date/Time run: 12/14/115 14:36:51
Temperature: 27.0
(A) Kennlinienfeld_IRG4BC10_Uebertragung.dat
10A
UCE=50V
UCE=5V
8A
6A
UCE=2V
4A
2A
0A
0V
2V
4V
6V
8V
10V
I(IC)
Date: December 14, 2015
V_UGE
Page 1
Time: 14:38:42
* \\tsclient\D\Vorlesungen\Ebe\Ebe_PSpice\PSpice_Kap_7\Kennlinienfeld_IRG4B...
Date/Time run: 12/30/113 19:49:13
Temperature: 27.0
(X) Kennlinienfeld_IRG4BC10_Ausgang.dat
10A
UGE=15V
UGE=10V
8A
6A
UGE=7.3V
4A
2A
UGE=5.8V
0A
0V
2V
4V
6V
8V
10V
I(IC)
Date: December 30, 2013
V_UCE
Page 1
Time: 19:50:55
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6.3 Schaltverhalten
Der ausgeschaltete Zustand wird durch UGE  0 realisiert. Wegen des geringen
Sperrstromes in diesem Zustand verhält sich der Schalter nahezu ideal.
Als eingeschalteter Zustand wird der Widerstandsbetrieb des MOSFET-Kanals
verwendet, d.h. die Gate-Emitter-Spannung wird so hoch gewählt (typ. 10…15V),
dass die Kennlinie im Ausgangskennlinienfeld eine Diodenkennlinie ist.
Die Restspannung am IGBT beträgt in diesem Zustand UCEon und ist für typische
Kollektorströme im Datenblatt angegeben.
Die dadurch verursachte Durchlass-Verlustleistung beträgt:
Bei einer ohmschen Last gilt:
IC
on

PV
on
 UCEon  IC
on
Ub  UCEon Ub

RL
RL
Bei einer periodisch geschalteten induktiven Last (   L RL ) mit Freilaufdiode gilt:
IC
on

Ub  UCEon Ub

, wenn für die Dauer ton des „on“-Zustands gilt: t on  
RL
RL
IC
on

Ub  UCEon   D  UF  1  D  Ub  D beim Schalten mit Per. T
RL
S
RL
  und D 
t on
TS
on
UF: Durchlassspannung der Diode bei IC
Das Einschaltverhalten ist sehr ähnlich zum Leistungs-MOSFET und wird durch die
Aufladung der Kapazitäten CGE und CGC bestimmt. Wie beim MOSFET hängt die
Einschaltzeit wesentlich vom Innenwiderstand Rq der Ansteuerquelle ab.
Die Restspannung UCEon ist jedoch bei typischen Innenwiderständen Rq auch nach
voller Aufladung der Gatekapazitäten noch höher als der statische Wert. Der
endgültige Wert von UCEon wird erst erreicht, wenn die Basis des pnp-Transistors mit
Ladungen überschwemmt ist (typ. s). Dieser zusätzliche Verlust ist gegen die
übrigen Verluste jedoch unwesentlich.
Das Ausschaltverhalten des IGBT weicht stark vom MOSFET ab und stellt eine
wesentliche Begrenzung der möglichen Schaltfrequenz dar. Die Ursache dafür ist die
Ladungsspeicherung in der Basis des pnp-Transistors.
Beim Ausschalten kann der Kanal zwar sehr schnell innerhalb der durch die
Kapazitäten bestimmten Zeit (typ. 100ns) abgeschaltet werden, der pnp-Transistor ist
jedoch aufgrund seiner überschwemmten Basis weiterhin leitfähig. Die Spannung am
IGBT kann deshalb nur in dem Maße zunehmen wie die Basis durch Abfluss der
Ladungsträger die sich verbreiternde RLZ aufnehmen kann. Die während des
Spannungsanstiegs auftretende Verlustenergie kann durch weitere Verringerung von
Rq nicht mehr verkleinert werden.
Auch nach vollständiger Ausbildung der RLZ befindet sich noch eine beträchtliche
Restladung in der Basis. Die Rekombination dieser Restladung führt zu einem sog.
Schweifstrom (tail current), der nur sehr langsam (typ. in einigen s) zurückgeht.
Obwohl der Schweifstrom meist relativ klein ist, verursacht er trotzdem beträchtliche
Verluste, da die Kollektor-Emitter-Spannung in dieser Phase bereits den vollen Wert
besitzt.
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tw 14.12.2015 EBE_6.doc
* \\tsclient\D\Vorlesungen\Ebe\Ebe_PSpice\PSpice_Kap_7\Schaltverhalten_IRG4...
Date/Time run: 12/30/113 19:55:12
Temperature: 27.0
(AA) Schaltverhalten_IRG4BC10_ohmsche_Last.dat
10V
0V
V(GE)
40V
0V
V(CE)
4.0A
0A
I(IC)
25W
SEL>>
0W
0s
1.0us
2.0us
3.0us
4.0us
V(CE)*I(IC)
Date: December 30, 2013
Time
Page 1
Time: 19:56:32
* \\tsclient\C\Daten\Ebe_PSpice_Kap_6\Schaltverhalten_IRG4BC10_ind_Last_mFD...
Date/Time run: 12/14/115 14:45:49
Temperature: 27.0
(D) Schaltverhalten_IRG4BC10_ind_Last_mFD_ideal.dat
20V
Rq=50
Rq=200
0V
V(GE)
500V
0V
V(CE)
10A
0A
I(IC)
4.0KW
0W
V(CE)*I(IC)
2.5m
SEL>>
0
0s
1.0us
S(V(CE)*I(IC))
Date: December 14, 2015
2.0us
Time
Page 1
3.0us
4.0us
Time: 14:49:15
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Insgesamt sind die Ausschaltverluste wesentlich höher als die Einschaltverluste,
auch wenn bei induktiven Lasten bei den Einschaltverlusten noch der Rückstrom der
Freilaufdiode berücksichtigt werden muss.
S
Im Datenblatt ist die Verlustenergie EV für einen Ein- und Ausschaltvorgang bei
einer typischen Konfiguration angegeben.
Mit der Schaltfrequenz
S
S
PV  E V  fS
fS
erhält
man
daraus
die
Schaltverlustleistung:
on
Zusammen mit der Durchlassverlustleistung PV und der bei den Umgebungs- und
Kühlbedingungen zulässigen Gesamtverlustleistung PVmax ergibt sich die maximal
mögliche Schaltfrequenz:
on
P
P
fmax  V max S V
EV
Jeder IGBT realisiert einen Kompromiss zwischen minimalen Durchlassverlusten und
minimalen Schaltverlusten.
Der IGBT ist durch die Schaltverluste auf Frequenzen bis max. 100kHz beschränkt.
Typische Schaltfrequenzen liegen bei ca. 20kHz.
Ersatzschaltbild des IGBT als Schalter:
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tw 14.12.2015 EBE_6.doc
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6.4 Anwendungen
6.4.1 Einphasiger Wechselrichter
Das IGBT-Paar X1 und X2 wird im Gegentakt jeweils eine halbe Periode
eigeschaltet. In der Praxis muss beim Umschalten noch eine Schutzzeit eingefügt
werden, in der beide IGBT ausgeschaltet sind, um einen Kurzschluss der Betriebsspannung U0 zu verhindern. Dadurch entsteht am Punkt 1 eine Rechteckspannung
V(1), die zwischen 0 und U0 mit der Periode T schwingt.
Das IGBT-Paar X3 und X4 wird ebenfalls im Gegentakt jeweils eine halbe Periode
eingeschaltet, jedoch um T/2 gegenüber dem Paar X1 und X2 verschoben. Dadurch
entsteht am Punkt 2 eine Rechteckspannung V(2), die zwischen 0 und U0 mit der
Periode T schwingt und gegenüber der Rechteckspannung V(1) um T/2 verschoben
ist.
Somit ist jeweils eine halbe Periode X1 und X4 eingeschaltet und eine halbe Periode
X2 und X3. An der Last liegt damit eine halbe Periode die Spannung V(1,2)  U0 und
eine halbe Periode die Spannung V(1,2)  -U0. Bei einer rein ohmschen Last erzeugt
diese Rechteckspannung in der Last einen Strom, der ebenfalls rechteckförmig
verläuft. Bei einer ohmsch-induktiven Last wird der Anstieg und Abfall des Stromes
durch die Induktivität verzögert. Dadurch gibt es jeweils nach dem Ausschalten eines
IGBT ein Zeitintervall, in dem der Strom über die Dioden weiterfließt, bevor er 0 wird
und wieder auf einen IGBT wechselt.
Wenn z.B. X1 und X4 eingeschaltet sind, fließt der Strom von 1 nach 2 durch die
Induktivität. Wenn X1 und X4 ausgeschaltet werden, fließt der Strom zunächst in der
gleichen Richtung über die Dioden 2 und 3 weiter. Da an der Induktivität dabei eine
negative Spannung anliegt, nimmt der Strom ab. Wenn der Strom den Wert 0
erreicht, wird er durch die über die bereits eingeschalteten IGBT X2 und X3
anliegende Spannung in der umgekehrten Richtung wieder aufgebaut.
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w 14.01.2016 EBE_6.doc
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w 14.01.2016 EBE_6.doc
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6.4.2 Dreiphasiger Wechselrichter
Das IGBT-Paar X1 und X2 wird im Gegentakt jeweils eine halbe Periode
eigeschaltet. In der Praxis muss beim Umschalten noch eine Schutzzeit eingefügt
werden, in der beide IGBT ausgeschaltet sind, um einen Kurzschluss der Betriebsspannung U0 zu verhindern. Dadurch entsteht am Punkt 1 eine Rechteckspannung
V(1), die zwischen 0 und U0 mit der Periode T schwingt.
Die IGBT-Paare X3 und X4 sowie X5 und X6 werden ebenfalls im Gegentakt jeweils
eine halbe Periode eingeschaltet, jedoch um T/3 bzw. um 2T/3 gegenüber dem Paar
X1 und X2 verschoben. Dadurch entstehen am Punkt 2 und 3 jeweils Rechteckspannungen V(2) bzw. V(3), die zwischen 0 und U0 mit der Periode T schwingen und
gegenüber der Rechteckspannung V(1) um T/3 bzw. 2T/3 verschoben sind.
Dadurch entstehen 6 gleichlange Zeitintervalle, in denen jeweils 2 obere und ein
unterer IGBT oder ein oberer und zwei untere IGBT eingeschaltet sind. In jedem
Intervall sind somit zwei Laststränge parallel geschaltet. Dadurch liegt an den beiden
parallel geschalteten Strängen die Spannung U0/3 bzw. -U0/3 und am dritten Strang
liegt die Spannung 2U0/3 bzw. -2U0/3. Bei einer rein ohmschen Last erzeugt dieser
Spannungsverlauf in der Last einen Strom mit dem gleichen Verlauf. Bei einer
ohmsch-induktiven Last wird der Anstieg und Abfall des Stromes durch die
Induktivität verzögert. Dadurch gibt es jeweils nach dem Ausschalten eines IGBT ein
Zeitintervall, in dem der Strom durch eine Diode weiterfließt, bevor er 0 wird und
wieder auf einen andere IGBT wechselt.
Am Beginn des ersten Intervalls fließt der Strom über X5 in den Strang 3, über D4 in
Strang 2 und über D1 aus Strang 1. Kurz danach wird der Strom in Strang 2 Null und
wechselt auf den bereits eingeschalteten X4. Am Beginn des zweiten Intervalls wird
X5 aus- und X6 eingeschaltet. Da der Strom in den Strang 3 zunächst seine Richtung
beibehält, wechselt er auf D6. Kurz danach wird der Strom aus Strang 1 Null und
wechselt auf den bereits eingeschalteten X1 usw.
Die Frequenz der erzeugten Wechselspannung wird durch die Ansteuerung der IGBT
festgelegt, die Amplitude über U0 oder über die Einschaltdauer der IGBT.
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w 14.01.2016 EBE_6.doc
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