広入力範囲、同期可能、PWM SLIC電源

19-1898; Rev 0; 2/01
概要 _______________________________
特長 _______________________________
MAX1856は、SLIC(呼出し及びオフフック)電源を生成
するための低コストなソリューションです。このデバ
イスは、メーカ各社の標準的な市販のトランスを使用
して様々な出力電圧を生成します。例えば、音声融合の
広帯域民生用構内機器(CPE)向けの呼出し及びオフフック
電源-24V及び-72V(デュアル出力)、IP電話及びルータ用
-48V、DSL CO回線ドライバ用-5V及び-15V(シングル
又はデュアル出力)、-185VまでのMEMSバイアス電源
用負電圧等です。出力電圧は外付の分圧器によって調整
します。
◆ 市販の低コストトランス使用
MAX1856は動作電圧範囲が広く、低コストの非安定化
DC電源から動作するため、xDSL、ケーブルモデム、
セットトップボックス、LMDS、MMDS、WLL、FTTH
CPE等のコストに厳しいアプリケーション用に最適です。
MAX1856は、通話用バッテリに対してはオーディオ
帯域における低ノイズを可能にし、呼出し用バッテリ
にはリングトリップ状態にも対応できる能力の出力を
供給します。
◆ 可変スイッチング周波数：100kHz∼500kHz
動作周波数は、フリーランニングモードの外付抵抗を
使用して100kHz∼500kHzの範囲で設定できます。
ノイズに敏感なアプリケーションでは、MAX1856は
その動作周波数範囲全体に渡って外部クロックに同期
できます。
フライバックトポロジーにより50%のデューティサイ
クルに近い動作が可能であるため、トランスが有効利用
され、リップル電流が低くなり、入力及び出力コン
デンサに対するストレスが低減します。又、内部ソフト
スタート機能により、入力コンデンサに対するスタート
アップ時のストレスを外付部品なしで最小限に抑える
ことができます。
MAX1856の電流モード制御方式は外部ループ補償を
必要としません。下側の電流検出抵抗が高精度の電流
モード制御と過電流保護を提供します。
アプリケーション_____________________
VolP呼出し及びオフフック電圧ジェネレータ
ケーブル及びDSLモデム
セットトップボックス
ワイヤレスローカルループ
FTTH
LMDS/MMDS
ルータ
工業用電源
CO DSL回線ドライバ電源
MEMSバイアス電源
◆ 入力電圧範囲：3V∼28V
◆ 通話用バッテリのオーディオ帯域が低ノイズ
◆ リングトリップトランジェントに効率的に対応
◆ 2、4又は12ラインの機器に電力を供給
◆ 高効率により救命ラインサポート時のバッテリ寿命
延長
◆ クロック同期
◆ 内部ソフトスタート
◆ 電流モードPWM及びIdle ModeTM制御方式
◆ ロジックのレベルシャットダウン
◆ パッケージ：10ピンµMAX
型番 _______________________________
PART
TEMP. RANGE
PIN-PACKAGE
MAX1856EUB
-40°C to +85°C
10 µMAX
標準動作回路 ________________________
INPUT
3V TO 28V
OUT2
-72V
1
VCC
2
SYNC/SHDN
LDO
EXT
2
OUT1
-24V
CS
FREQ
MAX1856
2
GND
FB
PGND
REF
Idle ModeはMaxim Integrated Productsの商標です。
________________________________________________________________ Maxim Integrated Products
1
本データシートに記載された内容は、英語によるマキシム社の公式なデータシートを翻訳したものです。翻訳により生じる相違及び誤りに
ついての責任は負いかねます。正確な内容の把握にはマキシム社の英語のデータシートをご参照下さい。
無料サンプル及び最新版データシートの入手にはマキシム社のホームページをご利用下さい。www.maxim-ic.com
MAX1856
広入力範囲、同期可能、PWM SLIC電源
MAX1856
広入力範囲、同期可能、PWM SLIC電源
ABSOLUTE MAXIMUM RATINGS
Continuous Power Dissipation (TA = +70°C)
10-Pin µMAX (derate 5.6mW/°C above +70°C) ...........444mW
Operating Temperature Range ...........................-40°C to +85°C
Junction Temperature ......................................................+150°C
Storage Temperature Range .............................-65°C to +150°C
Lead Temperature (soldering, 10s) .................................+300°C
VCC, SYNC/SHDN to GND .....................................-0.3V to +30V
PGND to GND .......................................................-0.3V to +0.3V
LDO, FREQ, FB, CS to GND.....................................-0.3V to +6V
EXT, REF to GND......................................-0.3V to (VLDO + 0.3V)
LDO Output Current............................................-1mA to +20mA
LDO Short Circuit to GND ...............................................<100ms
REF Short Circuit to GND ...........................................Continuous
Stresses beyond those listed under “Absolute Maximum Ratings” may cause permanent damage to the device. These are stress ratings only, and functional
operation of the device at these or any other conditions beyond those indicated in the operational sections of the specifications is not implied. Exposure to
absolute maximum rating conditions for extended periods may affect device reliability.
ELECTRICAL CHARACTERISTICS
(VCC = SYNC/SHDN, VCC = 5V, VLDO = 5V, ROSC = 200kΩ, TA = 0°C to +85°C. Typical values are at TA = +25°C, unless otherwise noted.)
PARAMETER
SYMBOL
CONDITIONS
MIN
TYP
MAX
UNITS
3
28
V
2.7
5.5
V
50
nA
PWM CONTROLLER
Operating Input Voltage Range
VCC
FB Input Current
IFB
VCC = VLDO
VFB = -0.05V
1
Load Regulation
VCS = 0 to 100mV for 0 to ILOAD(MAX)
Line Regulation
Typically 0.0074% per % duty factor on EXT
Current-Limit Threshold
VCS
CS Input Current
ICS
85
Shutdown Supply Current
100
%/%
mV
1
µA
15
25
mV
VFB = -0.05V, VCC = 3V to 28V
250
400
µA
SYNC/SHDN = GND, VCC = 28V
3.5
6
µA
5.00
5.50
CS = GND
5
ICC
%/mV
115
Idle Mode Current-Sense
Threshold
VCC Supply Current (Note 1)
0.013
0.0074
REFERENCE AND LDO REGULATOR
5V ≤ VCC ≤ 28V
4.50
3V ≤ VCC ≤ 28V
2.65
V
LDO Output Voltage
VLDO
RLDO = 400Ω
Undervoltage Lockout
Threshold
VUVLO
VLDO falling edge, 1% hysteresis (typ)
2.40
2.50
2.60
RREF = 10kΩ, CREF = 0.22µF
1.225
1.250
1.275
V
-2
-10
mV
V
REF to FB Voltage (Note 2)
VREF
5.50
REF Load Regulation
IREF = 0 to 400µA
REF Undervoltage Lockout
Threshold
Rising edge, 1% hysteresis (typ)
1.0
1.1
1.2
ROSC = 100kΩ ±1%
425
500
575
ROSC = 200kΩ ±1%
225
250
275
ROSC = 500kΩ ±1%
85
100
115
ROSC = 100kΩ ±1%
86
90
94
ROSC = 200kΩ ±1%
87
90
93
ROSC = 500kΩ ±1%
86
90
94
V
OSCILLATOR
Oscillator Frequency
Maximum Duty Cycle
2
fOSC
D
_______________________________________________________________________________________
kHz
%
広入力範囲、同期可能、PWM SLIC電源
(VCC = SYNC/SHDN, VCC = 5V, VLDO = 5V, ROSC = 200kΩ, TA = 0°C to +85°C. Typical values are at TA = +25°C, unless otherwise noted.)
PARAMETER
SYMBOL
CONDITIONS
MIN
TYP
MAX
UNITS
Minimum EXT Pulse Width
290
Minimum SYNC Input Signal
Duty Cycle
20
45
%
Minimum SYNC Input
Low Pulse Width
50
200
ns
Maximum SYNC Input
Rise/Fall Time
200
SYNC Input Frequency Range
fSYNC
SYNC/SHDN Falling Edge to
Shutdown Delay
tSHDN
SYNC/SHDN Input High Voltage
VIH
SYNC/SHDN Input Low Voltage
VIL
SYNC/SHDN Input Current
EXT Sink/Source Current
EXT On-Resistance
100
ns
ns
500
50
kHz
µs
2.0
V
0.45
VSYNC/SHDN = 5V
0.5
3.0
VSYNC/SHDN = 28V
1.5
10
IEXT
EXT forced to 2V
1
RON(EXT)
EXT high or low
2
V
µA
A
5
Ω
MAX
UNITS
ELECTRICAL CHARACTERISTICS
(VCC = SYNC/SHDN, VCC = 5V, VLDO = 5V, ROSC = 200kΩ, TA = -40°C to +85°C, unless otherwise noted.) (Note 3)
PARAMETER
SYMBOL
CONDITIONS
MIN
TYP
PWM CONTROLLER
Operating Input Voltage Range
VCC
FB Input Current
IFB
Current-Limit Threshold
VCS
CS Input Current
ICS
VCC Supply Current (Note 1)
ICC
Shutdown Supply Current
VCC = VLDO
3
28
V
2.7
5.5
V
50
nA
85
115
mV
1
µA
VFB = -0.05V
CS = GND
VFB = -0.05V, VCC = 3V to 28V
SYNC/SHDN = GND, VCC = 28V
400
µA
6
µA
REFERENCE AND LDO REGULATOR
5V ≤ VCC ≤ 28V
4.50
5.50
3V ≤ VCC ≤ 28V
2.65
5.50
1.22
1.28
V
-10
mV
V
LDO Output Voltage
VLDO
RLDO = 400Ω
REF to FB Voltage (Note 2)
VREF
RREF = 10kΩ, CREF = 0.22µF
REF Load Regulation
IREF = 0 to 400µA
REF Undervoltage Lockout
Threshold
Rising edge, 1% hysteresis (typ)
1.0
1.2
ROSC = 100kΩ ±1%
425
575
ROSC = 200kΩ ±1%
222
278
ROSC = 500kΩ ±1%
85
115
V
OSCILLATOR
Oscillator Frequency
fOSC
kHz
_______________________________________________________________________________________
3
MAX1856
ELECTRICAL CHARACTERISTICS (continued)
ELECTRICAL CHARACTERISTICS (continued)
(VCC = SYNC/SHDN, VCC = 5V, VLDO = 5V, ROSC = 200kΩ, TA = -40°C to +85°C, unless otherwise noted.) (Note 3)
PARAMETER
SYMBOL
Maximum Duty Cycle
D
CONDITIONS
MIN
TYP
MAX
ROSC = 100kΩ ±1%
86
94
ROSC = 200kΩ ±1%
87
93
ROSC = 500kΩ ±1%
86
94
UNITS
%
Minimum SYNC Input Signal
Duty Cycle
45
%
Minimum SYNC Input
Low Pulse Width
200
ns
500
kHz
SYNC Input Frequency Range
fSYNC
100
SYNC/SHDN Input High Voltage
VIH
2.0
SYNC/SHDN Input Low Voltage
VIL
EXT On-Resistance
V
0.45
SYNC/SHDN Input Current
RON(EXT)
VSYNC/SHDN = 5V
3.0
VSYNC/SHDN = 28V
10
EXT high or low
5
V
µA
Ω
Note 1: This is the VCC current consumed when active, but not switching, so the gate-drive current is not included.
Note 2: The reference output voltage (VREF) is measured with respect to FB. The difference between REF and FB is guaranteed to
be within these limits to ensure output voltage accuracy.
Note 3: Specifications to -40°C are guaranteed by design, not production tested.
標準動作特性 _______________________________________________________________
(Circuit of Figure 1, VCC = VSYNC/SHDN = 12V, VOUT1 = -24V, VOUT2 = -72V, ROSC = 200kΩ, unless otherwise noted.)
-72V CROSS-REGULATION VOLTAGE
vs. LOAD CURRENT
-22.5
100
MAX1856 toc02
-72.0
MAX1856 toc01
-22.0
EFFICIENCY vs. LOAD CURRENT
(-24V OUTPUT)
-72.5
90
-23.5
VIN = 12V
-24.0
VIN = 24V
VOUT1 = -24V
VOUT2 = -72V
IOUT2 = 5mA
-24.5
VIN = 12V
VIN = 24V
-73.5
VIN = 5V
-74.0
VOUT1 = -24V
VOUT2 = -72V
IOUT2 = 5mA
100
200
300
400
IOUT1 (mA)
500
600
700
80
VIN = 24V
70
VOUT1 = -24V
VOUT2 = -72V
IOUT2 = 5mA
60
50
-74.5
0
4
-73.0
EFFICIENCY (%)
VOUT2 (V)
-23.0
VIN = 12V
VIN = 5V
VIN = 5V
MAX1856 toc03
-24V OUTPUT VOLTAGE
vs. LOAD CURRENT
VOUT1 (V)
MAX1856
広入力範囲、同期可能、PWM SLIC電源
0
100
200
300
400
IOUT1 (mA)
500
600
700
0
100
200
300
400
IOUT1 (mA)
_______________________________________________________________________________________
500
600
700
広入力範囲、同期可能、PWM SLIC電源
(Circuit of Figure 1, VCC = VSYNC/SHDN = 12V, VOUT1 = -24V, VOUT2 = -72V, ROSC = 200kΩ, unless otherwise noted.)
VIN = 24V
MAX1856 toc05
-23.6
-73
-23.8
VOUT1 = -24V
VOUT2 = -72V
IOUT1 = 5mA
-74
50
100
150
200
250
50
0
50
100
150
200
50
100
150
200
-72V OUTPUT VOLTAGE
vs. INPUT VOLTAGE
DUAL-OUTPUT EFFICIENCY
vs. INPUT VOLTAGE
VOUT1 (V)
-71.8
-72.2
VOUT1 = -24V
IOUT1 = 50mA
VOUT2 = -72V
IOUT2 = 50mA
VOUT1 = -24V
IOUT1 = 50mA
VOUT2 = -72V
IOUT2 = 50mA
-72.6
-24.0
10
15
20
25
80
VOUT1 = -24V
IOUT1 = 50mA
VOUT2 = -72V
IOUT2 = 50mA
70
60
-73.0
5
50
0
5
10
15
20
25
0
5
10
15
20
VIN (V)
VIN (V)
VIN (V)
-48V OUTPUT VOLTAGE
vs. LOAD CURRENT
EFFICIENCY vs. LOAD CURRENT
(-48V OUTPUT)
SUPPLY CURRENT
vs. INPUT VOLTAGE
90
VIN = 12V
EFFICIENCY (%)
VIN = 5V
-47.3
VIN = 24V
-47.7
80
70
VIN = 24V
VOUT = -48V
FIGURE 4
200
IOUT2 (mA)
300
400
100
0
50
100
150
CURRENT INTO VCC PIN
ROSC = 500kΩ
VOUT = -48V
FIGURE 4
-48.5
200
50
60
-48.1
MAX1856 toc12
VIN = 5V
25
250
SUPPLY CURRENT (µA)
VIN = 12V
MAX1856 toc11
100
MAX1856 toc10
-46.5
250
VOUT1 = -24V
IOUT1 = 100mA
VOUT2 = -72V
IOUT2 = 100mA
90
EFFICIENCY (%)
VOUT1 = -24V
IOUT1 = 100mA
VOUT2 = -72V
IOUT2 = 100mA
-71.4
100
MAX1856 toc08
-71.0
MAX1856 toc07
-23.6
VOUT2 (V)
0
250
-24V OUTPUT VOLTAGE
vs. INPUT VOLTAGE
-23.4
0
VOUT1 = -24V
VOUT2 = -72V
IOUT1 = 5mA
IOUT2 (mA)
-23.2
-46.9
VIN = 24V
70
IOUT2 (mA)
VOUT1 = -24V
IOUT1 = 100mA
VOUT2 = -72V
IOUT2 = 100mA
0
80
IOUT2 (mA)
-23.0
-23.8
VIN = 5V
60
VOUT1 = -24V
VOUT2 = -72V
IOUT1 = 5mA
VIN = 24V
-24.0
0
VOUT1 (V)
VIN = 12V
VIN = 5V
-23.4
VIN = 12V
90
MAX1856 toc09
-72
100
EFFICIENCY (%)
VIN = 5V
-23.2
VOUT1 (V)
VOUT2 (V)
-71
VIN = 12V
EFFICIENCY vs. LOAD CURRENT
(-72V OUTPUT)
-23.0
MAX1856 toc04
-70
-24V CROSS-REGULATION VOLTAGE
vs. LOAD CURRENT
MAX1856 toc06
-72V OUTPUT VOLTAGE
vs. LOAD CURRENT
0
100
200
IOUT2 (mA)
300
400
0
5
10
15
20
25
30
INPUT VOLTAGE (V)
_______________________________________________________________________________________
5
MAX1856
標準動作特性(続き) __________________________________________________________
標準動作特性(続き) __________________________________________________________
(Circuit of Figure 1, VCC = VSYNC/SHDN = 12V, VOUT1 = -24V, VOUT2 = -72V, ROSC = 200kΩ, unless otherwise noted.)
ROSC = 500kΩ
2.5
2.0
1.5
50
CURRENT INTO VCC PIN
ROSC = 500kΩ
SYNC/SHDN = GND
0.5
CURRENT INTO VCC PIN
0
-15
10
35
60
0
0
85
5
10
15
20
25
TEMPERATURE (°C)
INPUT VOLTAGE (V)
REFERENCE VOLTAGE
vs. REFERENCE CURRENT
REFERENCE VOLTAGE
vs. TEMPERATURE
MAX1856 toc16
1.260
1.260
NO LOAD
1.250
1.245
1.245
1.240
1.240
0
100
200
300
500
400
6
1000
-15
10
35
60
85
100
SWITCHING FREQUENCY
vs. TEMPERATURE
EXT RISE/FALL TIME
vs. CAPACITANCE
70
MAX1856 toc19
600
ROSC = 100kΩ
60
EXT RISE/FALL TIME (ns)
500
400
ROSC = 200kΩ
200
tRISE, VIN = 5V
50
tRISE, VIN = 3.3V
40
tFALL, VIN = 5V
30
tFALL, VIN = 3.3V
20
ROSC = 500kΩ
100
10
0
0
-40
-15
10
35
TEMPERATURE (°C)
8
10
1000
ROSC (kΩ)
TEMPERATURE (°C)
300
4
100
-40
REFERENCE CURRENT (µA)
SWITCHING FREQUENCY (kHz)
2
SWITCHING FREQUENCY vs. ROSC
1.255
1.250
0
ILDO (mA)
VREF (V)
1.255
30
MAX1856 toc17
-40
SWITCHING FREQUENCY (kHz)
150
MAX1856 toc15
100
1.0
190
6
VIN = 5V
150
MAX1856 toc18
230
3.0
VIN = 3.3V
200
MAX1856 toc20
270
3.5
DROPOUT VOLTAGE (V)
ROSC = 200kΩ
250
MAX1856 toc14
ROSC = 100kΩ
4.0
SHUTDOWN CURRENT (µA)
SUPPLY CURRENT (µA)
MAX1856 toc13
350
310
LDO DROPOUT VOLTAGE
vs. LOAD CURRENT
SHUTDOWN CURRENT
vs. INPUT VOLTAGE
SUPPLY CURRENT
vs. TEMPERATURE
VREF (V)
MAX1856
広入力範囲、同期可能、PWM SLIC電源
60
85
0.1
1
10
CAPACITANCE (nF)
_______________________________________________________________________________________
広入力範囲、同期可能、PWM SLIC電源
(Circuit of Figure 1, VCC = VSYNC/SHDN = 12V, VOUT1 = -24V, VOUT2 = -72V, ROSC = 200kΩ, unless otherwise noted.)
ENTERING SHUTDOWN
EXITING SHUTDOWN
HEAVY-LOAD SWITCHING WAVEFORM
MAX1856 toc22
MAX1856 toc21
MAX1856 toc23
-47.0V
5V
5V
A
A
0
0
2A
A
-47.1V
5V
B
B
0
0
-47.2V
0
4A
-20V
2A
C
C
0
-40V
B
2A
0
-60V
10µs/div
A. VSYNC/SHDN = 5V TO 0, 5V/div
B. VEXT, 5V/div
C. ILP, 2A/div
VOUT = -48V, ROUT = 240Ω
CIRCUIT OF FIGURE 4
4ms/div
A. VSYNC/SHDN = 0 TO 5V, 5V/div
B. ILP, 2A/div
C. VOUT = -48V, ROUT = 2.4kΩ, 20V/div
CIRCUIT OF FIGURE 4
LIGHT-LOAD SWITCHING WAVEFORM
LOAD TRANSIENT
MAX1856 toc24
-47.72V
2.0µs/div
A. VOUT = -48V, IOUT = 200mA, 50mV/div
B. ILP, 2A/div
CIRCUIT OF FIGURE 4
LINE TRANSIENT
MAX1856 toc25
MAX1856 toc26
200mA
14V
A
A
-47.76V
0
12V
-47.1V
10V
B
-47.6V
-47.80V
A
-48.1V
B
B
2A
C
-47V
0
1ms/div
A. IOUT = 20mA TO 200mA, 200mA/div
B. VOUT, = -48V, 500mV/div
C. ILP, 2A/div
CIRCUIT OF FIGURE 4
4µs/div
A. VOUT = -48V, IOUT = 20mA, 20mV/div
B. ILP, 2A/div
CIRCUIT OF FIGURE 4
400µs/div
A. VIN = 10V TO 14V, 2Vdiv
B. VOUT = -48V, IOUT = 200mA, 100mV/div
CIRCUIT OF FIGURE 4
RINGER TO TALK-BATTERY CROSSTALK
MAX1856 toc27
60
RINGER OUTPUT
40
20
(dB)
0
TALK-BATTERY OUTPUT
-20
-40
-60
-80
-100
0
50
100
150
200
250
FREQUENCY (Hz)
_______________________________________________________________________________________
7
MAX1856
標準動作特性(続き) __________________________________________________________
MAX1856
広入力範囲、同期可能、PWM SLIC電源
端子説明 ___________________________________________________________________
端子
PIN
名称
NAME
1
LDO
5Vリニアレギュレータ出力。レギュレータはEXTゲートドライバを含む内部回路の全てに電力を供給
5V
Linear Regulator Output. The regulator powers all of the internal circuitry, including the EXT gate
します。1µF以上のセラミックコンデンサでLDOをGNDにバイパスして下さい。
driver.
Bypass LDO to GND with a 1µF or greater ceramic capacitor.
2
FREQ
発振器周波数設定入力。FREQとGNDの間の抵抗により、発振器周波数を100kHz(R
Oscillator
Frequency Set Input. A resistor from FREQ to GND sets the oscillator from 100kHz
(ROSC =
OSC = 500kΩ)∼
/ ROSC)。
500kHz(R
500kΩ)
to 500kHz
(ROSC = 100kΩ): fOSC = 50MΩ-kHz
ROSC. The MAX1856
still requires ROSC when
OSC = 100kΩ)の範囲で設定します(f
OSC =/ 50MΩ-kHz
MAX1856は、外部クロックがSYNC/SHDNに接続されている時にもR
OSCを必要とします。
an
external clock is connected to SYNC/SHDN.
3
GND
Analog
Ground
アナロググランド
4
REF
1.25Vリファレンス出力。REFは400µAまでのソース電流を供給できます。
1.25V Reference Output. REF can source up to 400µA. Bypass to GND with a 2.2µF ceramic capacitor.
2.2µFのセラミックコンデンサでGNDにバイパスして下さい。
5
FB
フィードバック入力。フィードバック電圧スレッショルドは0です。
Feedback
Input. The feedback voltage threshold is 0.
6
CS
Positive
Current-Sense Input. Connect
a current-sense resistor (RCS) between CS and PGND.
正電流検出入力。電流検出抵抗(R
CS)をCSとPGNDの間に接続して下さい。
7
PGND
8
EXT
外部MOSFETゲートドライバ出力。EXTはLDOからPGNDにスイングします。
External
MOSFET Gate-Driver Output. EXT swings from LDO to PGND.
9
VCC
Input
Supply to the Linear Regulator. V
accepts inputs up to 28V. Bypass to PGND with a 1µF
リニアレギュレータへの入力電源。V
は28Vまでの入力を受け付けます。
CC
CC
1µFのセラミックコンデンサでPGNDにバイパスして下さい。
ceramic
capacitor.
10
SYNC/SHDN
機能
FUNCTION
電源グランド
Power
Ground
シャットダウン制御及び同期入力。以下のような3つの動作モードがあります。
Shutdown
Control and Synchronization Input. There are three operating modes:
•• SYNC/
SYNC/SHDN
low: shutdown mode
SHDNロー：シャットダウンモード
•• SYNC/
SYNC/SHDN
high: the DC-to-DC controller operates with the oscillator
frequency set at FREQ by
SHDNハイ：DC-DCコントローラは、FREQにおいてR
OSCにより設定された発振器周波数で
ROSC
動作します。
•• SYNC/
SYNC/SHDN
clocked: the DC-to-DC controller operates with the oscillator frequency set by the SYNC
SHDNクロック入力：DC-DCコントローラは、SYNCクロック入力により設定された
clock input. The conversion cycles initiate on the rising edge of the input clock signal. However, the
発振器周波数で動作します。変換サイクルは入力クロック信号の立上がりエッジで始まります。
但しMAX1856は、SYNC/
SHDNが外部でクロックされる時にもR
when SYNC/SHDN is externally clocked.
MAX1856 still requires ROSC
OSCを必要とします。
詳細 _______________________________
MAX1856の電流モードPWMコントローラの反転フライ
バック構成は、SLIC電源に必要とされる高負電圧の
生成に最適です。PWM動作とマキシム社独自のIdle
Mode制御により、軽負荷時の動作電流を最小限に抑える
ことで、広範囲の負荷に渡って最適な変換効率が維持
されます。その他の特長としては、シャットダウン、
内部可変動作周波数又は外部クロックへの同期、ソフト
スタート、可変電流リミット、幅広い入力範囲(3V∼
28V)等があります。
PWMコントローラ
MAX1856電流モードPWMコントローラの心臓部は、
出力エラー信号、電流検出信号、及びスロープ補償
ランプを同時に処理するBiCMOSマルチ入力コンパ
レータです(図2)。メインPWMコンパレータは直接加算
構成のため、従来のエラーアンプやそれに関連する
8
位相シフトはありません。直接加算構成ではフィード
バック経路に従来のエラーアンプが存在しないため、
出力電圧範囲に渡って理想的なサイクル毎の制御を
行います。
PWMモードのコントローラは、デューティ比が入力出力
電圧比及びトランスの巻線比によって設定される固定
周波数の電流モード動作を使用します。電流モード
フィードバックループは、出力エラー信号の関数として
ピークインダクタ電流を規制します。
軽負荷では、コントローラはIdle Modeになります。
Idle Mode中は、スイッチングパルスは必要な場合のみ
負荷に電流を供給し、動作電流は最良の軽負荷効率を
提供するために最小化されます。最小電流コンパレータ
スレッショルドは15mV、即ち最大負荷値の100mV(IMAX)
の15%になります。コントローラが外部クロックに
同期されると、Idle Modeは超軽負荷でのみ発生します。
_______________________________________________________________________________________
広入力範囲、同期可能、PWM SLIC電源
T1
CIN
(2x) 10µF
25V
R5
10Ω
9
10
1
VCC
MAX1856
1
LDO
C3
100pF
EXT
CS
8
R6
100Ω
RCS
33mΩ
FB
CFB
1nF
R3
5.11kΩ
REF
R1
174kΩ
C1
330µF
Sanyo
35MV330AX
5
3 GND
PGND
2
R2
681kΩ
FREQ
ROSC
200kΩ
OUT1
-24V
D1
C5
1nF
7
2
M1
6
CLDO
1µF
2
C2
100µF
Sanyo
100MV100AX
R4
470Ω
SYNC/SHDN
C4
1µF
OUT2
-72V
D2
2
MAX1856
*INPUT
4.5V TO 24V
4
D1, D2: Central Semiconductor CMR1U-02
M1: International Rectifier IRLL2705
T1: Coiltronics CTX01-14853
CREF
2.2µF
*INPUT RANGE LIMITED BY OUTPUT POWER REQUIREMENTS.
SEE MAXIMUM OUTPUT POWER AND TYPICAL OPERATING CHARACTERISTICS.
図1. 標準アプリケーション回路
低ドロップアウトレギュレータ(LDO)
EXT を含む全ての M A X 1 8 5 6 の機能は、内蔵の 5 V
低ドロップアウトレギュレータから内部駆動されます。
レギュレータ入力はVCCで、その出力はLDOです。VCC
からLDOまでのドロップアウト電圧は200mV(typ)
(12mAにおいて300mV max)であるため、VCCが5.2V
より低い時、VLDOはVCC - 200mV(typ)になります。
LDOがドロップアウト中、MAX1856はLDOが2.7Vを
超える限り最低3VのV CC でも動作しますが、EXTに
おける振幅FETドライブは減少します。VCCの最大入力
電圧は28Vです。
LDOは12mAまでの電流をIC駆動に供給し、EXTを通じて
外部FETにゲートチャージを供給し、かつ小さい外部
負荷に供給できます。特に大きいFETを高速スイッチング
で駆動している時は、外部負荷に使用できるLDO電流は
殆ど又は全くなくなります。例えば、500kHzでスイッ
チングされると、20nCゲートチャージの大きいFETは
20nC x 500kHz、即ち10mAを必要とします。
ソフトスタート
MAX1856は、外付コンデンサ不要の設定済み「ディジ
タル」ソフトスタート機能を備えています。スタート
アップ後ピークインダクタ電流は、RCSにより設定された
値の1/5から、f OSC又はf SYNCの1024サイクルの間に
5ステップで最大電流リミット値まで増加します。又、
発振器は、出力電圧が公称値(V FB ≦1.0V)の20%に
達するまで、通常動作周波数の1/3(fOSC/3)で動作します。
ソフトスタート動作の波形については、
「標準動作特性」
を参照して下さい。ソフトスタートが実施されるのは、
1) 電力が最初にICに印可された時、2) 電力が印可
された状態でシャットダウンモードを解除する時、及び
3) 低電圧ロックアウトを解除する時です。MAX1856の
ソフトスタートシーケンスはVLDOが2.5Vに達するまで
開始されません。
設計手順 ____________________________
MAX1856は3V∼28Vという広範囲の入力電圧で動作
するため、ウォールアダプタを使用することができます。
低電力、低コスト、低入力及び出力リップル電流を要件
とするアプリケーションにおいて、MAX1856のフライ
バックトポロジーは、様々なレベルの出力電圧と複数の
出力生成に使用することができます。
インターネット上での通信は、SLIC(加入者回線インタ
フェース回路)を含む標準電話接続とインタフェース
します。SLICはオーディオ及び呼出し機能用の負電源を
必要とします。ここで説明する回路はこうしたアプリ
ケーション用に設計されたものです。以下の設計の
記述は、+ 1 2 V入力を- 7 2 V出力( 1 0 0 m A最大負荷)
及び- 2 4 V出力(400mA最大負荷)に変換する標準の
アプリケーション回路(図1)についての説明です。
_______________________________________________________________________________________
9
MAX1856
広入力範囲、同期可能、PWM SLIC電源
9 VCC
MUX
0
ANTISAT
LDO
1
EXT
8
PGND
7
FREQ
2
1
R1
552kΩ
R3
276kΩ
4
R2
276kΩ
R
Q
S
REF
VREF
1.25V
5
MUX
FB
1
SLOPE COMP
0
X6
1.0V
X1
6
FOSC
CS
X1
FOSC/3
3 GND
IMAX
BIAS
100mV
10
MAX1856
SYNC/SHDN
IMIN
15mV
図2. ファンクションダイアグラム
最大出力電力
MAX1856が供給できる最大出力電力は、以下のように、
使用可能な最大入力電力及び回路の効率に依存します。
POUT(MAX) = EFFICIENCY × PIN(MAX)
又、効率と入力電力は共に部品選択に依存します。
効率の損失は、次のような3つのカテゴリーに分けられ
ます。1) トランス両端の抵抗損失、MOSFETのオン
抵抗、電流検出抵抗、及び入力/出力コンデンサのESR、
2) MOSFETの遷移領域、スナバー回路(これは遷移
時間の増加ともなる)及びMOSFETゲート容量の充電に
起因するスイッチング損失、3) トランスのコア損失。
通常、最初の計算では効率を80%と仮定します。入力
電力は、以下のように電流リミット、入力電圧、出力
電圧、インダクタ値、トランスの巻線比、及びスイッ
チング周波数に依存します。
V
VIND 
PIN(MAX) = VIND  CS −

2
ƒ
R
OSCL 
 CS
NPVOUT
D=
NPVOUT + NSVIN
ここで、NP：NSはトランスの巻数比です。
動作周波数の設定(SYNC/ SHDN及びFREQ)
SYNC/ SHDNピンは、外部クロックの同期(必要な場合)
とシャットダウン制御の両方を提供します。
SYNC/ SHDNがローの時、ICの機能は全てシャット
ダウンします。SYNC/ SHDNがロジックハイの時は、
周波数100kHz∼500kHzの動作が選択されます。
周波数は、FREQとGNDの間に接続される抵抗(ROSC)
により設定されます。f OSC とR OSC の関係式は以下の
通りです。
ROSC =
10
50MΩ × kHz
ƒ OSC (kHz)
______________________________________________________________________________________
広入力範囲、同期可能、PWM SLIC電源
SYNC/ SHDNの立上がりクロックエッジは同期入力と
して解釈されます。SYNC/ SHDNがハイの時に同期
信号が失われた場合は、内部発振器が最後のサイクルの
終わりに制御を引継いで、周波数はROSCにより設定した
レートに戻ります。SYNC/ SHDNがローの時に信号が
失われた場合は、ICが50µs待機してからシャットダウン
します。これにより、同期信号が断続的であっても
出力レギュレーションが維持されます。外部同期信号を
使用している場合、15mVの電流検出スレッショルド
でのIdle Mode切換えはディセーブルされるため、Idle
Modeは非常に軽い負荷でのみ発生します。又、R OSCは
SYNCクロックレートより15%低い周波数に設定する
必要があります。
ROSC(SYNC) =
50MΩ × kHz
0.85 ƒ OSC (kHz)
出力電圧の設定
出力電圧は、出力とREF間でFBへの抵抗分圧器としての
2 つの外部抵抗により設定します。まず R 3 の値を
3.3kΩ∼100kΩの範囲で選択した後、R 1を次式で
求めます。
V

R1 = R3  OUT 
 VREF 
図1に示すように、デュアル出力の場合は分割フィード
バック技法を推奨します。フィードバック電圧スレッ
ショルドは0であるため、総フィードバック電流は以下の
ようになります。
V
ITOTAL = IR1 + IR2 = REF
R3
フィードバック抵抗はリファレンスに接続されている
ため、VREFのレギュレーションを保証するにはI TOTAL
を 4 0 0 µA 以下にする必要があります (「 E l e c t r i c a l
Characteristics」の表を参照)。従って、図1 に示す
ように、総電流値が200µA∼250µAの範囲となるR3を
選択して下さい。MAX1856が全負荷に渡って両方の
出力を同じ精度で安定化することを保証するには、
電流比(IR 1：I R 2)が最大負荷における出力電力比
(POUT1：POUT2)と等しくなるように、フィードバック
抵抗(R1及びR2)を選択します。
IR1 VOUT1IOUT1
=
IR2 VOUT2 IOUT2
上記2つの式でR3とデュアルフィードバック電流(I R1
及びI R2 )を決定した後、以下の2つの式を使用してR1
及びR2を決定します。
V
V
IR1 = OUT1 and IR2 = OUT2
R1
R2
トランスの選択
MAX1856 PWMコントローラには低コストな市販の
トランスを使用できます。トランスの選択は、入力/
出力の電圧比、出力電流容量、デューティサイクル
及び発振器周波数に依存します。表1に標準的なアプリ
ケーションに推奨されるトランスを、表2に推奨される
メーカを示します。
トランスの巻線比
トランスの巻線比は、入力/出力電圧比及び最大デュー
ティサイクルの関数です。安定した状態では、以下の
ように、オン時間中の磁束密度の変化がオフ時間中(又は
フライバック期間中)の磁束密度の回復変化と等しく
なる必要があります。
VINt ON VOUT t OFF
=
NP
NS
例えば、標準アプリケーション回路(図1)に5 0 %の
デューティサイクルと+12V入力を選択すると、-72Vの
出力電圧は1：6の巻線比を必要とし、-24Vの出力は
1：2の巻線比を必要とします。従って、巻線比1：2：
2：2のトランスが選択されています。
一次インダクタンス
最大負荷における平均入力電流は次式で計算できます。
IIN(DC) =
VOUT IOUT(MAX)
ηVIN(MIN)
ここで、ηは効率です。図1 に示すように、V O UT =
-24V、IOUT(MAX) = 400mA、及びVIN(MIN) = 10.8Vの
時の電流は8 0 %の効率に対して1.11Aになります。
デューティサイクルが52.5%の場合、平均スイッチ電流
(ISW(AVG))は2.114Aになります。一次インダクタンスの
リップル電流Δ I L を平均スイッチ電流の4 0 %にする
場合、一次インダクタンスは次式で求めることができ
ます。
______________________________________________________________________________________
11
MAX1856
例えば、250kHzの動作周波数はR OSC = 200kΩで
設定されます。より高い周波数では小さな磁気部品が
使用可能となり、ピーク電流及びその結果としての
抵抗損失は低くなります。但し、コア損失、ゲート
チャージ電流及びスイッチング損失は、スイッチング
周波数が高くなるほど増加します。
MAX1856
広入力範囲、同期可能、PWM SLIC電源
表1. 標準アプリケーション用トランスの選択
INPUT VOLTS (V)
OUTPUT VOLTS (V)
OUTPUT CURRENT (mA)
TRANSFORMER (VENDOR)
5
-48
100
VP3-0055 (Coiltronics)
12
-48
100
CTX01-14853 (Coiltronics), or
ICA-0635 (ICE Components)
12
-24 and -72
400 or 100
CTX01-14853 (Coiltronics), or
ICA-0635 (ICE Components)
12
-95 and -30
320 and 150
CTX03-15220 (Coiltronics)
表2. トランスのメーカ
USA PHONE
USA FAX
INTERNET
Coilcraft
VENDOR
847-639-6400
847-639-1469
www.coilcraft.com
Coiltronics
888-414-2645
561-241-9339
www.coiltronics.com
ICE Components
800-729-2099
703-257-7547
www.icecomponents.com
Pulse Engineering
858-674-8100
858-674-8262
www.pulseeng.com
TDK
847-390-4461
847-390-4405
www.tdk.com
LP =
VIND
∆IL ƒ OSC
f OSC = 250kHz、ΔIL = 0.4 x ISW(AVG) = 0.846Aと
すると、一次インダクタンス値は27µHとなり、この例の
ピーク一次電流は2.5Aになります。
コアの選択
フライバックコンバータのトランスは、同じ磁気コア
上に複数の巻線を持つカップリングされたインダクタ
です。フライバックトポロジーはオン時間中にトランス
の磁界にエネルギーを蓄え、オフ時間中にこのエネル
ギーを出力に送ることで機能します。
コアの選択はコアの電力取扱能力に依存します。まず、
必要な出力電力を考慮しなければなりません。例えば
標準アプリケーション回路は9.6Wを必要とします。
効率を標準の80%と仮定すると、トランスは12Wの
電力をサポートする必要があります。コアの電力定格は、
コアの材質及び形状と、エアギャップのサイズに依存
するため、これらの特性を電力容量に関連付ける式が
必要となります。その代わりに各メーカは、様々なコア
サイズの「電力対周波数」チャートを提供しています。
標準アプリケーション回路(fOSC = 250kHz)の場合は、
Coiltronics EFD15コアが基準を満たしています。
コアを選択したら、一次インダクタの巻数を次式で求め
ます。
NP =
12
LP
AL
ここで、ALはインダクタンス係数です。アンペア-ターン
数(NPISAT)が飽和リミット以下になるようにして下さい。
総エネルギーの大部分はエアギャップに蓄えられます。
従ってエアギャップが大きいほど A L 値は低くなり、
飽和の始まるアンペア- ターン数は大きくなります。
一部のメーカは飽和の定義を、インダクタンスが30%
低下する点の電流としています。
電流検出抵抗の選択
ピークインダクタ電流を決定した後、次式で電流検出
抵抗(RCS)を求めます。
RCS =
VCS(MIN)
ILPEAK
= 85mV / ILPEAK
CS及びPGNDをR CSに接続するには、ケルビン検出を
使用して下さい。PGND及びGNDは、R CSのグランド
側でまとめて接続して下さい。
MOSFETがオンになった後に誘導性リンギングが発生し、
そのノイズで電流検出コンパレータが誤動作するのを
防ぐために、RCSとCSの間にローパスフィルタが必要な
場合があります。CSと、RCSのハイサイドの間に100Ωの
抵抗を接続し、CSとGNDの間に1000pFのコンデンサを
接続して下さい。
パワーMOSFETの選択
MAX1856は、様々なNチャネルパワーMOSFET
(NFET)を駆動します。LDOはEXT出力ゲートドライブ
を5V以下に制限するため、ロジックレベルのNFETが
必要となります。特に入力電圧が5V以下の場合に最高
______________________________________________________________________________________
広入力範囲、同期可能、PWM SLIC電源
1) 全ゲートチャージ(QG)
2) 逆転送容量又は電荷(CRSS)
3) オン抵抗(RDS(ON))
4) 最大ドレイン・ソース間電圧(VDS(MAX))
5) 最小スレッショルド電圧(VTH(MIN))
高スイッチングレートでは、スイッチング損失を予測
する動的特性(上記のパラメータ1及び2)の方が、DC
損失を予測するR DS(ON)よりも、効率への影響は大きい
可能性があります。Q G はゲートの充電に関連する容量
全てを含んでいます。更にこのパラメータは、選択
された動作周波数でゲートを駆動するために必要な
電流を予測するのに役立ちます。FETゲートの連続LDO
電流は次式で求めます。
IGATE = QG × ƒ OSC
例えば、IRLL2705のQ G は17nC(typ)(VGS = 5V)で
あるため、500kHzにおけるI GATE の電流は8.5mAに
なります。
フライバックコンバータのスイッチング素子は、反射
二次電圧とリークインダクタンスに起因するスパイク
を入力電圧に加算した電圧を扱うに十分な大きさの
電圧定格を持つ必要があります。反射二次電圧は次式で
求めます。
N
VREFLECT = P (VOUT + VDIODE )
NS
ここで、VDIODEは出力ダイオード両端の電圧ドロップ
です。入力電圧の変動が10%、安全マージンが30%と
すると、図1のスイッチングMOSFETに必要な電圧定格
(V DS )は 3 3 V となります。ここでは V DS = 5 5 V の
IRLL2705が選択されています。
ダイオードの選択
MAX1856の高スイッチング周波数特性は高速整流器を
必要とします。殆どのアプリケーションでは、高速回復
時間と低フォワード電圧のショットキダイオードを
推奨します。ダイオードメーカのデータを使用するか、
又は次式で値を概算し、ダイオードの平均電流定格が
ピーク二次電流より大きいことを確認して下さい。

 ∆I
V
ID(PK) = IOUT 1+ OUT  + L
 N × VIN  2N
ここで、N = NS / NPは二次から一次への巻線比です。
又、ダイオードの逆ブレークダウン電圧は、VOUT と、
反射入力電圧及びリークインダクタンススパイクの和
より大きくなる必要があります。この電圧条件のため
に、高出力電圧(50V以上)ではショットキダイオードは
不適なことがあります。その場合は十分な逆ブレーク
ダウン電圧を備えたより高速なウルトラファースト
リカバリダイオードを使用して下さい。
コンデンサの選択
出力フィルタコンデンサ
出力コンデンサ(COUT)は、フライバックコンバータに
おけるフィルタリングの全てを行います。通常、COUTは
出力リップル条件に基づいて選択する必要があります。
出力リップルは、出力コンデンサに蓄えられている
電荷が、各パルス及びコンデンサの電流の出入りに
起因するコンデンサの等価直列抵抗(ESR)両端の電圧
ドロップによって変動するためです。ESRによるリッ
プルは通常支配的であるため、実際には出力コンデンサ
の選択は、コンデンサのESR、電圧定格及びリップル
電流定格に基づくことになります。
入力フィルタコンデンサ
フライバック設計における入力コンデンサ(C IN )は、
入力電源からの電流ピークを低減し、ノイズの入力を
削減します。CINの値は、殆ど入力電源のソースインピー
ダンスによって決定されます。高いソースインピー
ダンスは、特に入力電圧が低下した時に、大きい入力
容量を必要とします。反転フライバックコンバータは
入力電源への「一定電力」負荷として機能するため、入力
電流は入力電圧が下がると上昇します。そのため、他の
入力電圧の設計では、CINを増加させるか、そのESRを
低減するか、又はこれら両方を行うと変換効率が最高
5%向上します。
バイパスコンデンサ
CIN及びCOUTに加えて、MAX1856には3つのセラミック
バイパスコンデンサが必要です。2.2µF以上のコンデンサ
でREFをGNDにバイパスし、1µF以上のコンデンサで
LDOをGNDに、1µF以上のコンデンサでVCCをGNDに
バイパスして下さい。バイパスコンデンサは全て対応
するピンの直近に配置する必要があります。
補償コンデンサ
COUTのESRに起因する出力リップル電圧は左半面上に
ゼロを導くため、ループの安定性に影響を与えます。
FBとGNDの間に接続された小さいコンデンサは、ESR
のゼロを相殺するフィードバック抵抗と共に極を形成
します。最適な補償値は次式で求めることができます。
______________________________________________________________________________________
13
MAX1856
性能を実現するには、2.7V以下のゲート・ソース間電圧
(VGS)でオン抵抗を規定している低スレッショルドNFET
が必要です。NFETを選択する際に重要なパラメータは
次の通りです。
MAX1856
広入力範囲、同期可能、PWM SLIC電源
CFB =


1
ESRCOUT
COUT 

×
+
2
(
R
1
R
3
)
/(
R
1
R
3
)


ここで、R1及びR3はフィードバック抵抗です(図3)。
CFBの計算値が標準容量値でない場合でも、0.5CFB∼
1.5CFBの値は十分な補償を提供します。
スナバーの設計
MAX1856は、電流検出抵抗を用いる電流モードコント
ローラを使用しています。MAX1856はオンになった
直後に100nsの電流検出ブランキング期間を使用して、
ノイズの感度を最小限に抑えます。但し、MOSFETが
オンになると、二次インダクタンス及び出力ダイオード
の寄生容量が共振回路を形成し、リンギングを発生させ
ます。トランスを通じて一次側に反射されるこれらの
発振は電流検出抵抗の両端に現れて、100nsのブラン
キング期間経過後も継続します。図1に示すように、出力
ダイオードにおける直列RCスナバー回路はダンピング
係数を増加させるため、リンギングが素早く安定します。
デュアル出力電圧のアプリケーションでは、高い方の
電圧出力にただ1つのスナバー回路が必要です。
ダイオードの寄生容量は、ダイオードの逆電圧定格
(VRRM)、出力電流容量(IO )及び回復時間(tRR)から予測
できます。概算は次式のようになります。
I t
CDIODE = O RR
VRRM
図 1 で使用されている Central S e m i c o n d u c t o r の
CMR1U-02ダイオードの容量は、約172pFです。出力
スナバーは、リンギングを防ぎさえすればよいため、
それより低い値(100pF)が選択されています。そのため、
100nsのブランキング期間中に発生する初期のターン
オンスパイクは依然として存在します。より大きな
容量値はより多くの電荷を必要とし、消費電力が増加
します。
スナバーの時定数(tSNUB)は100nsのブランキング時間
よりも小さくする必要があります。図1では50nsの標
準的なRC時定数が選択されています。
50ns
t
R4 = SNUB =
C3
C3
トランス負荷を持つMOSFETがオフになると、ドレイン
の電圧は、トランスのリークインダクタンスに蓄えら
れているエネルギーにより急上昇します。スイッチの
オン時間中、電流はリークインダクタンス(LL)において
ピーク一次電流(IPEAK)に等しい値を発生します。リーク
インダクタンスに蓄えられたエネルギーは次式で求め
ます。
14
2
L I
EL = L PEAK
2
スイッチがオフになると、このエネルギーがMOSFETの
寄生容量に送られるため、MOSFETのドレインにおいて
電圧スパイクが発生します。IRLL2705 MOSFETに
対する容量値(CDS)は130pFです。リークインダクタンス
エネルギーが全てこの容量に送られたとしたら、ドレ
インの電圧は次の値まで急上昇します。
VCOSS =
LLIPEAK 2
CDS
リークインダンタンスは一次インダクタンス値の1%
(最悪の場合)になります。リークインダクタンスが
0.27µHで、ピーク電流が2.5Aの場合、MOSFETの
ドレインにおける電圧は1 1 4 Vに達します。これは
MOSFETの定格ブレークダウン電圧よりもはるかに
高い値です。このため、ドレインにおけるdv/dtが十分
高い場合、寄生バイポーラトランジスタをオンにさせ
ます。インダクタのスパイクは、入力電圧と、トラン
ジスタのドレインに既に存在する反射二次電圧の合計
に加算されることに注意して下さい (「パワー
MOSFET」を参照)。
MOSFET(ドレイン・ソース間)両端の直列のRCスナバー
(図3 のR 7及びC6)は、このスパイクを低減します。
リークインダクタンスに蓄えられたエネルギーは静電
エネルギーとしてスナバーコンデンサ(C6)に送られま
す。従ってC6は、電圧のスパイクがブレークダウン
電圧を超えないことを保証すると共に、過剰な電力を
消費しないサイズである必要があります。
2
L I
C6 = L PEAK
VC62
通常、VC6がMOSFETのVDS定格の約70%に近似する
ように、30%の安全マージンが選択されます。例えば、
I R L L 2 7 0 5 の VDSSが 5 5 V である場合、 C9 の値は
1000pFになります。スナバーコンデンサC6に蓄え
られたエネルギー量はスナバーネットワークの直列抵抗
R7を通じて放電する必要があります。ターンオフ中の
ドレイン電圧は、使用されるMOSFETの期間(tf )特性に
より上昇します。この期間はIRll2705では22nsです。
従って、RCの時定数はこの時間に等しくする必要が
あります。このため、次式が成立します。
R7 =
tƒ
C6
______________________________________________________________________________________
広入力範囲、同期可能、PWM SLIC電源
T1
CIN
D1
MAX1856
INPUT
3V TO 28V
OUTPUT
R5
9
10
C1
VCC
R4
SYNC/SHDN
C3
C4
MAX1856
M1
8
EXT
1
LDO
CS
R7
R6
6
CLDO
C6
C5
RCS
2 FREQ
ROSC
FB
5
3 GND
7
PGND
CFB
R3
REF
R1
4
CREF
図3. フィードバック補償とスナバー回路
この式から、R7の値は約22Ωになります。但し、この
スナバーはMOSFET出力に容量を追加するため、ターン
オン中のMOSFETの電力消費は上昇します。
入力及び出力スナバーの選択は、相互に作用するプロ
セスです。上記の設計手順は初期の推奨部品を定める
ものですが、実際の部品の値は、アプリケーションで
使用するレイアウトとトランスの巻き方によって異なり
ます。
アプリケーション情報 _________________
ボイスオーバIP CPEシステムには+5V又は+12Vの
電圧が必要で、この電圧から通話用バッテリ電圧及び
呼出し用電圧を生成する必要があります。以下の例で
は、これらの電源電圧を使用して、そのようなアプリ
ケーションに必要な負電源を生成する回路を示します。
低入力電圧
IP電話及びルータには-48Vが必要です。低コストが
要求されるアプリケーションでは、これは使用可能な
+5V電源を利用する必要があります。図4の回路例は、
市販のCoiltronicsのトランス及びICE部品を使用して
います。
分割フィードバック付SLIC電源
広帯域システムの電話は、ループ監視に2つの電圧使用の
オプションを提供して電力流出を低減する低消費電力
SLICを使用しています。各出力の負荷はオンフック又は
オフフックの回線数に依存します。加入者がオンフック
状態の時は、呼出し用バッテリ電圧を生成するために
より大きな電圧が使用され、オフフック状態が検出
されると、通話用バッテリ電圧を生成するために2つ目の
低い電圧が使用されます。これら2つの電圧の実際の
値は、システムの要件及び使用されるSLICに応じて
調整できます。ここで示す設計は、内蔵呼出し機能付
AMD79R79 SLIC機器の電源要件に対応しています。
入力電圧は公称1 2 V、出力電圧は4 0 0 m Aで- 2 4 V、
100mAで-72Vです。トランスの巻線比は1：2：2：2
で、24Vはそれぞれ二次巻線において出現します。
-72Vの出力は図1に示すように二次巻線を直列に積み
重ねることで、-24Vの出力から得ています。抵抗R1、
R 2及びR 3により、分割フィードバックが使用されて
います。これは、両方の出力の正確なレギュレーション
を可能にします(
「標準動作特性」を参照)。
______________________________________________________________________________________
15
MAX1856
広入力範囲、同期可能、PWM SLIC電源
INPUT
4.5V TO 24V
T1
CIN
(2x) 10µF
25V
R5
10Ω
9
10
1
VCC
MAX1856
1
LDO
EXT
CS
8
6
PGND
R3
8.66kΩ
REF
RCS
33mΩ
5
3 GND
7
C1
100µF
Sanyo
100MV100AX
M1
FREQ
FB
OUTPUT
-48V
R6
100Ω
C5
1nF
ROSC
200kΩ
R4
220Ω
C3
330pF
CLDO
1µF
2
4
SYNC/SHDN
C4
1µF
D1
CFB
1nF
R1
332kΩ
4
CREF
2.2µF
D1: Central Semiconductor CMR1U-02
M1: International Rectifier IRLL2705
T1: ICE Components ICA-0635
図4. -48V出力アプリケーション回路
16
______________________________________________________________________________________
広入力範囲、同期可能、PWM SLIC電源
チップ情報 __________________________
TRANSISTOR COUNT: 1538
TOP VIEW
PROCESS: BiCMOS
LDO 1
FREQ
2
GND
3
REF
FB
10 SYNC/SHDN
9
VCC
8
EXT
4
7
PGND
5
6
CS
MAX1856
µMAX
______________________________________________________________________________________
17
MAX1856
ピン配置 ____________________________
パッケージ _________________________________________________________________
10LUMAX.EPS
MAX1856
広入力範囲、同期可能、PWM SLIC電源
販売代理店
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