AD8132: 低価格高速差動アンプ

低価格高速差動アンプ
AD8132
接続図
高速
–IN 1
-3 dB 帯域幅: 350 MHz
スルーレート：1,200 V/μs
抵抗設定のゲイン
AD8132
8
+IN
VOCM 2
7
NC
V+ 3
6
V–
+OUT 4
5
–OUT
NC = NO CONNECT
内部同相モード帰還
01035-001
特長
図1.
ゲインと位相のバランス改善: 10 MHz で−68 dB
同相モード出力電圧を設定する別々の入力
また、AD8132 は低価格のツイストペア・ケーブルまたは同
軸ケーブルで高速信号を伝送する際に差動ドライバとして
使用することもできます。帰還回路を調節して信号の高周
波成分を持ち上げることもできます。AD8132 は、アナログ
またはデジタルのビデオ信号、またはその他の高速データ伝
送に使われます。AD8132 は、カテゴリ 3 またはカテゴリ 5
のツイストペアまたは同軸ケーブルを最小のライン減衰量
で駆動することができます。AD8132 は、ディスクリート・
ライン・ドライバ・ソリューションと比べるとコストおよ
び性能を大幅に改善します。
低歪み: 5 MHz、800 Ω 負荷で−99 dBc SFDR
低消費電力: 5 V で 10.7 mA
電源電圧範囲: +2.7 V～±5.5 V
AEC-Q100 認定済み(AD8132W)
アプリケーション
低消費電力差動 ADC ドライバ
差動ゲインおよび差動フィルタ
ビデオ・ライン・ドライバ
差動信号処理により、グラウンド基準システムを悩ますグラ
ウンド・ノイズの影響が削減されます。AD8132 はシグナ
ル・チェーン内での差動信号処理(ゲインとフィルタ)に使用
することができ、差動デバイスとシングルエンド・デバイ
スとの間の変換が容易になります。
差動入力/出力レベル・シフト
シングルエンド入力/差動出力ドライバ
アクティブ・トランス
車載ドライバ・アシスタンス
AD8132Wは車載グレード・バージョンで、AEC-Q100 に準
拠する 125°C動作で認定されています。詳細については、
車載製品のセクションを参照してください。
AD8132 は低価格の差動またはシングルエンド入力/差動出
力アンプであり、ゲインは抵抗で設定することができます。
AD8132 は、差動入力 ADC の駆動または長いラインの信号
駆動を対象とするオペアンプでの大きな進歩を表していま
す。AD8132 はユニークな内部帰還機能を持っています。
この機能は出力ゲインと位相を一致させて、10 MHz で-68
dB のバランスを与え、EMI 放射と高調波を抑圧します。
AD8132 はアナログ・デバイセズの次世代 XFCB バイポーラ
製造プロセスで製造され、−3 dB 帯域幅が 350 MHz、5 MHz
で−99 dBc SFDR の差動信号を提供し、しかも低価格です。
AD8132 は、高性能 ADC でのトランスを不要にし、かつ低
周波と DC での情報を保持します。差動出力の同相モー
ド・レベルは VOCM ピンに電圧を入力することにより設定で
きるため、単電源 ADC を駆動する入力信号を容易にレベ
ル・シフトすることができます。過負荷からの回復が高速で
あるため、サンプリング精度が維持されます。
AD8132 は 8 ピン SOIC パッケージまたは 8 ピン MSOP パッ
ケージを採用しており、拡張工業用温度範囲−40°C～+125°C
で動作します。
6
VS = ±5V
G = +1
VO, dm = 2V p-p
RL, dm = 499Ω
3
0
–3
–6
–9
–12
1
10
100
FREQUENCY (MHz)
1k
01035-002
概要
GAIN (dB)
車載インフォテイメント
図2.大信号周波数応答
Rev. I
アナログ・デバイセズ社は、提供する情報が正確で信頼できるものであることを期していますが、その情報の利用に
関して、あるいは利用によって生じる第三者の特許やその他の権利の侵害に関して一切の責任を負いません。また、
アナログ・デバイセズ社の特許または特許の権利の使用を明示的または暗示的に許諾するものでもありません。仕様
は、予告なく変更される場合があります。本紙記載の商標および登録商標は、各社の所有に属します。
※日本語データシートは REVISION が古い場合があります。最新の内容については、英語版をご参照ください。
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本
AD8132
目次
特長 ..........................................................................................1
抵抗のない差動アンプ(高入力インピーダンス反転アン
プ) .......................................................................................22
アプリケーション...................................................................1
その他のβ2 = 1 回路..........................................................23
概要 ..........................................................................................1
可変β2.................................................................................23
接続図 ......................................................................................1
β1 = 0 ..................................................................................23
改訂履歴...............................................................................3
出力ノイズ電圧の計算 .....................................................23
仕様 ..........................................................................................4
アプリケーション回路の入力インピーダンスの計算..24
±DINから±OUTまでの仕様.................................................4
単電源アプリケーションでの入力同相モード電圧範囲24
VOCMから±OUTまでの仕様................................................5
出力同相モード電圧の設定 .............................................24
±DINから±OUTまでの仕様.................................................6
容量負荷の駆動.................................................................24
VOCMから±OUTまでの仕様................................................7
±DINから±OUTまでの仕様.................................................8
VOCMから±OUTまでの仕様................................................8
オープン・ループ・ゲインと位相 .................................24
レイアウト、グラウンド接続、バイパス .........................25
回路例.................................................................................25
絶対最大定格...........................................................................9
熱抵抗 ..................................................................................9
アプリケーション情報 .........................................................26
A/Dコンバータのドライバ ..............................................26
最大消費電力.......................................................................9
平衡ケーブル・ドライバ .................................................26
ESDの注意 ...........................................................................9
送信等化器.........................................................................27
ピン配置およびピン機能説明.............................................10
差動ローパス・フィルタ .................................................27
代表的な性能特性................................................................. 11
高い同相モード出力インピーダンスを持つアンプ......28
テスト回路 ............................................................................20
全波整流器.........................................................................29
動作説明 ................................................................................21
車載製品.............................................................................29
用語の定義.........................................................................21
回路の基本動作.................................................................21
外形寸法.................................................................................30
動作原理 ................................................................................22
AD8132 の一般的な使い方 ..............................................22
Rev. I
－ 2/30 －
オーダー・ガイド .............................................................30
AD8132
改訂履歴
9/09—Rev. H to Rev. I
11/05—Rev. D to Rev. E
Changes to Figure 64 Caption................................................ 21
Changes to Table 7, Thermal Resistance Section, Maximum
Power Dissipation Section, and Figure 3..................................8
5/09—Rev. G to Rev. H
Changes to Features Section, Applications Section, and General
Description Section .................................................................. 1
Changes to Ordering Guide....................................................29
Changes to Table 1 ................................................................... 4
Changes to General Description...............................................1
Changes to Table 2 ................................................................... 5
Changes to Specifications ........................................................2
12/04—Rev. C to Rev. D
Changes to Table 3 ................................................................... 6
Changes to Absolute Maximum Ratings ..................................8
Changes to Table 4 ................................................................... 7
Updated Outline Dimensions .................................................29
Added Automotive Products Section ..................................... 29
Changes to Ordering Guide....................................................29
Changes to Ordering Guide.................................................... 30
2/03—Rev. B to Rev. C
1/09—Rev. F to Rev. G
Changes to Specifications ........................................................2
Changes to Figure 77 ............................................................. 26
Addition to Estimating the Output Noise Voltage Section .....15
Updated Outline Dimensions ................................................. 29
Updated Outline Dimensions .................................................21
11/06—Rev. E to Rev. F
1/02—Rev. A to Rev. B
Updated Format ..........................................................Universal
Edits to Transmitter Equalizer Section ...................................18
Changes to Table 1 ................................................................... 3
Changes to Table 4 ................................................................... 6
Changes to Table 5 ................................................................... 7
Changes to Ordering Guide.................................................... 29
Rev. I
－ 3/30 －
AD8132
仕様
±DINから±OUTまでの仕様
特に指定がない限り、TA = 25°C、VS = ±5 V、VOCM = 0 V、G = +1、RL, dm = 499 Ω、RF = RG = 348 Ω。G = +2 の場合、RL, dm = 200
Ω、RF = 1000 Ω、RG = 499 Ω。テスト・セットアップとラベルについては、図 56と図 57を参照してください。特に指定が
ない限り、すべての仕様はシングルエンド入力と差動出力を規定します。
表1.
Parameter
DYNAMIC PERFORMANCE
−3 dB Large Signal Bandwidth
−3 dB Small Signal Bandwidth
Bandwidth for 0.1 dB Flatness
Slew Rate
Settling Time
Overdrive Recovery Time
NOISE/HARMONIC
PERFORMANCE
Second Harmonic
Third Harmonic
IMD
IP3
Input Voltage Noise (RTI)
Input Current Noise
Differential Gain Error
Differential Phase Error
INPUT CHARACTERISTICS
Offset Voltage (RTI)
Input Bias Current
Input Resistance
Input Capacitance
Input Common-Mode Voltage
CMRR
OUTPUT CHARACTERISTICS
Output Voltage Swing
Output Current
Output Balance Error
Rev. I
Conditions
Min
Typ
VOUT = 2 V p-p
AD8132W only, TMIN to TMAX
VOUT = 2 V p-p, G = +2
VOUT = 0.2 V p-p
VOUT = 0.2 V p-p, G = +2
VOUT = 0.2 V p-p
VOUT = 0.2 V p-p, G = +2
VOUT = 2 V p-p
AD8132W only, TMIN to TMAX
0.1%, VOUT = 2 V p-p
VIN = 5 V to 0 V step, G = +2
300
280
350
Max
Unit
15
5
MHz
MHz
MHz
MHz
MHz
MHz
MHz
V/µs
V/µs
ns
ns
VOUT = 2 V p-p, 1 MHz, RL, dm = 800 Ω
VOUT = 2 V p-p, 5 MHz, RL, dm = 800 Ω
VOUT = 2 V p-p, 20 MHz, RL, dm = 800 Ω
VOUT = 2 V p-p, 1 MHz, RL, dm = 800 Ω
VOUT = 2 V p-p, 5 MHz, RL, dm = 800 Ω
VOUT = 2 V p-p, 20 MHz, RL, dm = 800 Ω
20 MHz, RL, dm = 800 Ω
20 MHz, RL, dm = 800 Ω
f = 0.1 MHz to 100 MHz
f = 0.1 MHz to 100 MHz
NTSC, G = +2, RL, dm = 150 Ω
NTSC, G = +2, RL, dm = 150 Ω
−96
−83
−73
−102
−98
−67
−76
40
8
1.8
0.01
0.10
dBc
dBc
dBc
dBc
dBc
dBc
dBc
dBm
nV/√Hz
pA/√Hz
%
Degrees
VOS, dm = VOUT, dm/2; VDIN+ = VDIN− = VOCM = 0 V
AD8132W only, TMIN to TMAX
TMIN to TMAX variation
TA = 25°C
AD8132W only, TMIN to TMAX
Differential
Common mode
±1.0
ΔVOUT, dm/ΔVIN, cm; ΔVIN, cm = ±1 V; resistors matched to
0.01%
AD8132W only, TMIN to TMAX
Maximum ΔVOUT; single-ended output
ΔVOUT, cm/ΔVOUT, dm; ΔVOUT, dm = 1 V
－ 4/30 －
1000
950
190
360
160
90
50
1200
10
3
12
3.5
1
−4.7 to +3.0
−70
−3.6 to +3.6
+70
−70
±3.5
±6
−60
mV
mV
µV/°C
µA
µA
MΩ
MΩ
pF
V
dB
−60
dB
7
8
V
mA
dB
AD8132
VOCMから±OUTまでの仕様
特に指定がない限り、TA = 25°C、VS = ±5 V、VOCM = 0 V、G = +1、RL, dm = 499 Ω、RF = RG = 348 Ω。G = +2 の場合、RL, dm = 200
Ω、RF = 1000 Ω、RG = 499 Ω。テスト・セットアップとラベルについては、図 56と図 57を参照してください。特に指定が
ない限り、すべての仕様はシングルエンド入力と差動出力を規定します。
表2.
Parameter
DYNAMIC PERFORMANCE
−3 dB Bandwidth
Slew Rate
Input Voltage Noise (RTI)
DC PERFORMANCE
Input Voltage Range
Input Resistance
Input Offset Voltage
Input Bias Current
VOCM CMRR
Gain
POWER SUPPLY
Operating Range
Quiescent Current
Power Supply Rejection Ratio
Conditions
Min
ΔVOCM = 600 mV p-p
ΔVOCM = −1 V to +1 V
f = 0.1 MHz to 100 MHz
VOS, cm = VOUT, cm; VDIN+ = VDIN− = VOCM = 0 V
AD8132W only, TMIN to TMAX
ΔVOUT, dm/ΔVOCM; ΔVOCM = ±1 V; resistors matched to 0.01%
ΔVOUT, cm/ΔVOCM; ΔVOCM = ±1 V
AD8132W only, TMIN to TMAX
VDIN+ = VDIN− = VOCM = 0 V
AD8132W only, TMIN to TMAX
TMIN to TMAX variation
ΔVOUT, dm/ΔVS; ΔVS = ±1 V
AD8132W only, TMIN to TMAX
±1.35
11
9
－ 5/30 －
Max
Unit
210
400
12
MHz
V/µs
nV/√Hz
±3.6
50
±1.5
V
kΩ
mV
mV
µA
dB
V/V
V/V
0.5
−68
1
12
16
−70
−40
OPERATING TEMPERATURE
RANGE
Rev. I
0.985
0.985
Typ
±7
±9
1.015
1.015
±5.5
13
14.5
−60
−60
+125
V
mA
mA
µA/°C
dB
dB
°C
AD8132
±DINから±OUTまでの仕様
特に指定がない限り、TA = 25°C、VS = ±5 V、VOCM = 2.5 V、G = +1、RL, dm = 499 Ω、RF = RG = 348 Ω。G = +2 の場合、RL, dm = 200
Ω、RF = 1000 Ω、RG = 499 Ω。テスト・セットアップとラベルについては、図 56と図 57を参照してください。特に指定が
ない限り、すべての仕様はシングルエンド入力と差動出力を規定します。
表3.
Parameter
DYNAMIC PERFORMANCE
−3 dB Large Signal Bandwidth
−3 dB Small Signal Bandwidth
Bandwidth for 0.1 dB Flatness
Slew Rate
Settling Time
Overdrive Recovery Time
NOISE/HARMONIC
PERFORMANCE
Second Harmonic
Third Harmonic
IMD
IP3
Input Voltage Noise (RTI)
Input Current Noise
Differential Gain Error
Differential Phase Error
INPUT CHARACTERISTICS
Offset Voltage (RTI)
Input Bias Current
Input Resistance
Input Capacitance
Input Common-Mode Voltage
CMRR
OUTPUT CHARACTERISTICS
Output Voltage Swing
Output Current
Output Balance Error
Rev. I
Conditions
Min
Typ
VOUT = 2 V p-p
AD8132W only, TMIN to TMAX
VOUT = 2 V p-p, G = +2
VOUT = 0.2 V p-p
VOUT = 0.2 V p-p, G = +2
VOUT = 0.2 V p-p
VOUT = 0.2 V p-p, G = +2
VOUT = 2 V p-p
AD8132W only, TMIN to TMAX
0.1%, VOUT = 2 V p-p
VIN = 2.5 V to 0 V step, G = +2
250
240
300
Max
Unit
20
5
MHz
MHz
MHz
MHz
MHz
MHz
MHz
V/µs
V/µs
ns
ns
VOUT = 2 V p-p, 1 MHz, RL, dm = 800 Ω
VOUT = 2 V p-p, 5 MHz, RL, dm = 800 Ω
VOUT = 2 V p-p, 20 MHz, RL, dm = 800 Ω
VOUT = 2 V p-p, 1 MHz, RL, dm = 800 Ω
VOUT = 2 V p-p, 5 MHz, RL, dm = 800 Ω
VOUT = 2 V p-p, 20 MHz, RL, dm = 800 Ω
20 MHz, RL, dm = 800 Ω
20 MHz, RL, dm = 800 Ω
f = 0.1 MHz to 100 MHz
f = 0.1 MHz to 100 MHz
NTSC, G = +2, RL, dm = 150 Ω
NTSC, G = +2, RL, dm = 150 Ω
−97
−100
−74
−100
−99
−67
−76
40
8
1.8
0.025
0.15
dBc
dBc
dBc
dBc
dBc
dBc
dBc
dBm
nV/√Hz
pA/√Hz
%
Degrees
VOS, dm = VOUT, dm/2; VDIN+ = VDIN− = VOCM = 2.5 V
AD8132W only, TMIN to TMAX
TMIN to TMAX variation
TA = 25°C
±1.0
Differential AD8132W only, TMIN to TMAX
Common-mode
10
3
1
0.3 to 3.0
−70
ΔVOUT, dm/ΔVIN, cm; ΔVIN, cm = ±1 V; resistors matched to
0.01%
AD8132W only, TMIN to TMAX
AD8132W only, TMIN to TMAX
Maximum ΔVOUT; single-ended output
ΔVOUT, cm/ΔVOUT, dm; ΔVOUT, dm = 1 V
－ 6/30 －
800
750
180
360
155
65
50
1000
6
3
1.0 to 4.0
50
−68
±3.5
±6
−60
mV
mV
µV/°C
µA
µA
MΩ
MΩ
pF
V
dB
−60
dB
7
8
V
mA
dB
AD8132
VOCMから±OUTまでの仕様
特に指定がない限り、TA = 25°C、VS = ±5 V、VOCM = 2.5 V、G = +1、RL, dm = 499 Ω、RF = RG = 348 Ω。G = +2 の場合、RL, dm = 200
Ω、RF = 1000 Ω、RG = 499 Ω。テスト・セットアップとラベルについては、図 56と図 57を参照してください。特に指定が
ない限り、すべての仕様はシングルエンド入力と差動出力を規定します。
表4.
Parameter
DYNAMIC PERFORMANCE
−3 dB Bandwidth
Slew Rate
Input Voltage Noise (RTI)
DC PERFORMANCE
Input Voltage Range
Input Resistance
Input Offset Voltage
Input Bias Current
VOCM CMRR
Gain
POWER SUPPLY
Operating Range
Quiescent Current
Power Supply Rejection Ratio
Conditions
Min
ΔVOCM = 600 mV p-p
ΔVOCM = 1.5 V to 3.5 V
f = 0.1 MHz to 100 MHz
VOS, cm = VOUT, cm; VDIN+ = VDIN− = VOCM = 2.5 V
AD8132W only, TMIN to TMAX
ΔVOUT, dm/ΔVOCM; ΔVOCM = 2.5 V ±1 V; resistors matched to
0.01%
ΔVOUT, cm/ΔVOCM; ΔVOCM = 2.5 V ±1 V
AD8132W only, TMIN to TMAX
VDIN+ = VDIN− = VOCM = 2.5 V
AD8132W only, TMIN to TMAX
TMIN to TMAX variation
ΔVOUT, dm/ΔVS; ΔVS = ±1 V
AD8132W only, TMIN to TMAX
Rev. I
－ 7/30 －
Max
0.985
0.985
2.7
9.4
6
Unit
210
340
12
MHz
V/µs
nV/√Hz
1.0 to 3.7
30
±5
±11
±13
V
kΩ
mV
mV
µA
dB
1.015
1.015
V/V
V/V
11
12
13
V
mA
mA
µA/°C
dB
dB
°C
0.5
−66
1
10.7
10
−70
−40
OPERATING TEMPERATURE
RANGE
Typ
−60
−60
+125
AD8132
±DINから±OUTまでの仕様
特に指定がない限り、TA = 25°C、VS = ±3 V、VOCM = 1.5 V、G = +1、RL, dm = 499 Ω、RF = RG = 348 Ω。G = +2 の場合、RL, dm = 200
Ω、RF = 1000 Ω、RG = 499 Ω。テスト・セットアップとラベルについては、図 56と図 57を参照してください。特に指定が
ない限り、すべての仕様はシングルエンド入力と差動出力を規定します。
表5.
Parameter
DYNAMIC PERFORMANCE
−3 dB Large Signal Bandwidth
−3 dB Small Signal Bandwidth
Bandwidth for 0.1 dB Flatness
NOISE/HARMONIC
PERFORMANCE
Second Harmonic
Third Harmonic
INPUT CHARACTERISTICS
Offset Voltage (RTI)
Input Bias Current
Input Common-Mode Voltage
CMRR
Conditions
Min
Typ
Max
Unit
VOUT = 1 V p-p
VOUT = 1 V p-p, G = +2
VOUT = 0.2 V p-p
VOUT = 0.2 V p-p, G = +2
VOUT = 0.2 V p-p
VOUT = 0.2 V p-p, G = +2
350
165
350
150
45
50
MHz
MHz
MHz
MHz
MHz
MHz
VOUT = 1 V p-p, 1 MHz, RL, dm = 800 Ω
VOUT = 1 V p-p, 5 MHz, RL, dm = 800 Ω
VOUT = 1 V p-p, 20 MHz, RL, dm = 800 Ω
VOUT = 1 V p-p, 1 MHz, RL, dm = 800 Ω
VOUT = 1 V p-p, 5 MHz, RL, dm = 800 Ω
VOUT = 1 V p-p, 20 MHz, RL, dm = 800 Ω
−100
−94
−77
−90
−85
−66
dBc
dBc
dBc
dBc
dBc
dBc
VOS, dm = VOUT, dm/2; VDIN+ = VDIN− = VOCM = 1.5 V
±10
3
0.3 to 1.0
−60
mV
µA
V
dB
ΔVOUT, dm/ΔVIN, cm; ΔVIN, cm = ±0.5 V; resistors matched to
0.01%
VOCMから±OUTまでの仕様
特に指定がない限り、TA = 25°C、VS = ±3 V、VOCM = 1.5 V、G = +1、RL, dm = 499 Ω、RF = RG = 348 Ω。G = +2 の場合、RL, dm = 200
Ω、RF = 1000 Ω、RG = 499 Ω。テスト・セットアップとラベルについては、図 56と図 57を参照してください。特に指定が
ない限り、すべての仕様はシングルエンド入力と差動出力を規定します。
表6.
Parameter
DC PERFORMANCE
Input Offset Voltage
Gain
POWER SUPPLY
Operating Range
Quiescent Current
Power Supply Rejection Ratio
OPERATING TEMPERATURE RANGE
Rev. I
Conditions
Min
VOS, cm = VOUT, cm; VDIN+ = VDIN− = VOCM = 1.5 V
ΔVOUT, cm/ΔVOCM; ΔVOCM = ±0.5 V
Typ
±7
1
2.7
VDIN+ = VDIN− = VOCM = 0 V
ΔVOUT, dm/ΔVS; ΔVS = ±0.5 V
Unit
mV
V/V
11
7.25
−70
−40
－ 8/30 －
Max
+125
V
mA
dB
°C
AD8132
絶対最大定格
表7.
パッケージ内の消費電力(PD)は、静止消費電力と全出力で
の負荷駆動に起因するパッケージ内の消費電力との和にな
ります。静止電力は、電源ピン(VS)間の電圧に静止電流(IS)
を乗算して計算されます。負荷電流は、負荷に流れる差動
モード電流と同相モード電流、および外部帰還回路と内部
同相モード帰還ループを流れる電流から構成されます。同
相モード帰還ループ内で使用される内部抵抗タップは、出
力で 1 kΩ の差動負荷になります。AC 信号を扱うときは
rms 電圧と rms 電流を考慮してください。
Rating
±5.5 V
±VS
250 mW
−40°C to +125°C
−65°C to +150°C
300°C
150°C
上記の絶対最大定格を超えるストレスを加えるとデバイス
に恒久的な損傷を与えることがあります。この規定はスト
レス定格の規定のみを目的とするものであり、この仕様の
動作のセクションに記載する規定値以上でのデバイス動作
を定めたものではありません。デバイスを長時間絶対最大
定格状態に置くとデバイスの信頼性に影響を与えます。
熱抵抗
θJA はワーストケース条件で規定。すなわち表面実装パッケ
ージの場合、デバイスを自然空冷の回路ボードにハンダ付
けした状態で θJA を規定。
空気流により θJA が小さくなります。さらに、メタル・パ
ターン、スルー・ホール、グラウンド・プレーン、電源プ
レーンとパッケージ・ピンが直接接触する場合、これらの
メタルによっても θJA が小さくなります。
図 3 にパッケージ内の最大安全消費電力対周囲温度を示し
ます。8 ピンSOIC (θJA = 121°C/W)パッケージと 8 ピン
MSOP (θJA = 142°C/W)パッケージはJEDEC標準 4 層ボードに
実装してあります。θJA値は近似値です。
1.75
表8.
θJA
121
142
Unit
°C/W
°C/W
MAXIMUM POWER DISSIPATION (W)
Package Type
8-Lead SOIC, 4-Layer
8-Lead MSOP, 4-Layer
最大消費電力
AD8132 のパッケージ内での安全な最大消費電力は、チッ
プのジャンクション温度(TJ)上昇により制限されます。約
150°C のガラス遷移温度で、プラスチックの属性が変わり
ます。この温度規定値を一時的に超えた場合でも、パッケ
ージからチップに加えられる応力が変化して、AD8132 の
パラメータ性能が永久的にシフトしてしまうことがありま
す。150°C のジャンクション温度を長時間超えると、シリ
コン・デバイス内に変化が発生して、故障の原因になるこ
とがあります。
1.50
1.25
1.00
SOIC
0.75
MSOP
0.50
0.25
0
–40 –30 –20 –10 0 10 20 30 40 50 60 70 80 90 100 110 120
AMBIENT TEMPERATURE (°C)
01035-082
Parameter
Supply Voltage
VOCM
Internal Power Dissipation
Operating Temperature Range
Storage Temperature Range
Lead Temperature (Soldering 10 sec)
Junction Temperature
図3.最大消費電力対周囲温度
ESDの注意
ESD（静電放電）の影響を受けやすいデバイスで
す。電荷を帯びたデバイスや回路ボードは、検知さ
れないまま放電することがあります。本製品は当社
独自の特許技術である ESD 保護回路を内蔵してはい
ますが、デバイスが高エネルギーの静電放電を被っ
た場合、損傷を生じる可能性があります。したがっ
て、性能劣化や機能低下を防止するため、ESD に対
する適切な予防措置を講じることをお勧めします。
Rev. I
－ 9/30 －
AD8132
–IN 1
AD8132
8
+IN
VOCM 2
7
NC
V+ 3
6
V–
+OUT 4
5
–OUT
NC = NO CONNECT
01035-004
ピン配置およびピン機能説明
図4.ピン配置
表9.ピン機能の説明
ピン番号
1
記号
−IN
説明
2
VOCM
このピンに加える電圧により、同相モード出力電圧を比 1:1 で設定します。たとえば、VOCM での 1 V dc に
より+OUT と−OUT の DC バイアス・レベルが 1 V に設定されます。
3
V+
正電源電圧。
4
+OUT
正側出力。−DINの電圧は+OUTでは反転されます(図 64参照)。
5
−OUT
負側出力。+DINの電圧は-OUTでは反転されます(図 64参照)。
6
V−
負電源電圧。
7
NC
未接続。
8
+IN
正入力。
Rev. I
負入力。
－ 10/30 －
AD8132
代表的な性能特性
2
3
VS = +3V
1
VS = +5V
VS = +5V
1
0
GAIN (dB)
VS = ±5V
–1
–2
G = +1
VO, dm = 0.2V p-p
RL, dm = 499Ω
–4
–2
G = +1
VO, dm = 2V p-p FOR VS = ±5V, +5V
VO, dm = 1V p-p FOR VS = +3V
RL, dm = 499Ω
–3
–4
10
100
FREQUENCY (MHz)
1
–1
1k
–5
1
図5.小信号周波数応答(図 56参照)
2
G = +1
VO, dm = 0.2V p-p
RL, dm = 499Ω
1
VS = +5V
0.1
0
–0.1
VS = +5V
0
GAIN (dB)
GAIN (dB)
0.2
VS = +3V
VS = ±5V
–0.2
VS = ±5V
–1
–2
G = +1
VO, dm = 2V p-p FOR VS = ±5V, +5V
VO, dm = 1V p-p FOR VS = +3V
RL, dm = 499Ω
–3
–0.3
–4
–0.4
1
10
100
FREQUENCY (MHz)
1k
–5
01035-007
–0.5
1
図6.0.1 dB平坦性対周波数; CF = 0 pF (図 56参照)
10
100
FREQUENCY (MHz)
3
0.1
1k
図9.大信号周波数応答; CF = 0.5 pF (図 56参照)
0.2
VS = +3V
1k
01035-010
0.3
VS = +3V
01035-011
0.4
+85°C
+25°C
2
VS = +5V
1
GAIN (dB)
0
VS = ±5V
–0.1
–0.2
–0.3
–0.4
10
100
FREQUENCY (MHz)
–40°C
–1
–2
VS = ±5V
G = +1
VO, dm = 2V p-p
RL, dm = 499Ω
–4
–0.5
1
0
–3
G = +1
VO, dm = 0.2V p-p
RL, dm = 499Ω
1k
–5
01035-008
GAIN (dB)
1k
図8.大信号周波数応答; CF = 0 pF (図 56参照)
0.5
図7.0.1 dB平坦性対周波数; CF = 0.5 pF (図 56参照)
Rev. I
10
100
FREQUENCY (MHz)
01035-009
–3
01035-006
GAIN (dB)
0
–5
VS = ±5V
VS = +3V
2
1
10
100
FREQUENCY (MHz)
図10.大信号周波数応答の温度特性
(図 56参照)
－ 11/30 －
AD8132
6.1
3
RF = 499Ω
2
6.0
RF = 348Ω
1
GAIN (dB)
RF = 249Ω
–1
–2
5.7
–5
1
10
100
FREQUENCY (MHz)
1k
5.5
1
10
100
FREQUENCY (MHz)
1k
01035-016
5.6
01035-012
–4
VS = +3V, +5V, ±5V
G = +2
VO, dm = 0.2V p-p
RL, dm = 200Ω
1k
01035-017
VS = ±5V
G = +1
VO, dm = 2V p-p
RL, dm = 499Ω
–3
5.8
1k
01035-018
GAIN (dB)
5.9
0
図14.0.1 dB平坦性の周波数特性(図 57参照)
図11.大信号周波数応答対RF (図 56参照)
7
100
VS = +5V, ±5V
6
10
GAIN (dB)
IMPEDANCE (Ω)
VS = +3V
5
4
G = +2
VO, dm = 2V p-p FOR
VS = ±5V, +5V
VO, dm = 1V p-p FOR
VS = +3V
RL, dm = 200Ω
3
1
VS = +5V
2
VS = ±5V
1
10
FREQUENCY (MHz)
100
1
01035-013
0.1
1
10
100
FREQUENCY (MHz)
図15.大信号周波数応答(図 57参照)
図12.クローズド・ループ・シングルエンドZOUTの周波数特性
G = +1 (図 56参照)
7
RF = 1.5kΩ
7
6
6
RF = 1.0kΩ
5
VS = ±5V, +5V
GAIN (dB)
GAIN (dB)
5
4
RF = 499Ω
4
VS = ±5V
G = +2
VO, dm = 0.2V p-p
RL, dm = 200Ω
3
VS = +3V
3
G = +2
VO, dm = 0.2V p-p
RL, dm = 200Ω
2
2
1
1
10
100
FREQUENCY (MHz)
1k
1
01035-015
1
10
100
FREQUENCY (MHz)
図16.小信号周波数応答対RF (図 57参照)
図13.小信号周波数応答(図 57参照)
Rev. I
－ 12/30 －
AD8132
–30
25
G = +10, RF = 4.99kΩ
G = +5, RF = 2.49kΩ
DISTORTION (dBc)
10
G = +2, RF = 1kΩ
5
G = +1, RF = 499Ω
0
VS = ±5V
VO, dm = 2V p-p
RL, dm = 200Ω
RG = 499Ω
–5
–10
–15
1
HD3 (V S = ±5V)
–70
HD2 (VS = +5V)
–80
–90
–100
10
100
FREQUENCY (MHz)
1k
–110
0
–40
VS = ±5V
ΔVO, dm = 2V p-p
ΔVO, cm/ΔVO, dm
–35
–60
DISTORTION (dBc)
–40
G=1
–50
–55
30
40
FREQUENCY (MHz)
50
60
70
HD3 (f = 20MHz)
HD2 (f = 20MHz)
–70
–80
–90
–60
G=2
–65
HD3 (f = 5MHz)
–100
1
10
100
FREQUENCY (MHz)
1k
–110
0.25
01035-022
–75
1.50
0.50
0.75
1.00
1.25
DIFFERENTIAL OUTPUT VOLTAGE (V p-p)
1.75
01035-026
HD2 (f = 5MHz)
–70
図21.高調波歪み対
差動出力電圧、G = 1 (図 62参照)
図18.RTI出力バランス誤差の周波数特性(図 59参照)
–40
–40
RL, dm = 800Ω
VO, dm = 1V p-p
–50
VS = 5V
RL, dm = 800Ω
–50
HD3 (V S = 3V)
HD3 (f = 20MHz)
–60
DISTORTION (dBc)
–60
DISTORTION (dBc)
20
VS = 3V
RL, dm = 800Ω
–50
–45
10
図20.高調波歪みの周波数特性、G = 1 (図 62参照)
–25
RTI BALANCE ERROR (dB)
HD2 (V S = ±5V)
–60
図17.さまざまなゲインでの大信号周波数応答
(図 58参照)
–30
HD3 (V S = +5V)
–50
01035-020
GAIN (dB)
15
RL, dm = 800Ω
VO, dm = 2V p-p
–40
01035-025
20
HD2 (V S = 3V)
–70
–80
HD2 (V S = 5V)
–70
HD2 (f = 20MHz)
–80
HD2 (f = 5MHz)
–90
–90
–100
–100
HD3 (f = 5MHz)
0
10
20
30
40
FREQUENCY (MHz)
50
60
70
–110
01035-024
–110
0
図22.高調波歪み対
差動出力電圧、G = +1 (図 62参照)
図19.高調波歪みの周波数特性、G = +1 (図 62参照)
Rev. I
1
2
3
DIFFERENTIAL OUTPUT VOLTAGE (V p-p)
－ 13/30 －
4
01035-027
HD3 (V S = 5V)
AD8132
–50
–40
VS = ±5V
RL, dm = 800Ω
–50
HD3 (f = 20MHz)
–60
DISTORTION (dBc)
HD2 (f = 20MHz)
–60
–70
–80
HD2 (f = 5MHz)
–90
–70
HD2 (f = 20MHz)
–80
HD2 (f = 5MHz)
–90
–100
–100
6
01035-028
1
2
3
4
5
DIFFERENTIAL OUTPUT VOLTAGE (V p-p)
0
–110
200
DISTORTION (dBc)
HD2 (f = 20MHz)
–80
–90
HD3 (f = 5MHz)
400
500
700
600
RLOAD (Ω)
800
900
1000
HD2 (VS = 5V)
–80
–110
01035-029
300
–70
HD2 (VS = 3V)
HD3 (V S = 5V)
0
10
20
40
30
FREQUENCY (MHz)
–20
VS = 5V
VO, dm = 2V p-p
DISTORTION (dBc)
–70
HD2 (f = 20MHz)
HD2 (f = 5MHz)
–90
70
80
HD2 (VS = +5V)
–40
–80
60
HD3 (VS = +5V)
RL, dm = 800Ω
VO, dm = 4V p-p
–30
HD3 (f = 20MHz)
–60
50
図27.高調波歪みの周波数特性、G = +2 (図 63参照)
図24.高調波歪み対RLOAD、G = +1 (図 62参照)
DISTORTION (dBc)
1000
–100
HD2 (f = 5MHz)
–50
HD3 (VS = ±5V)
–60
–70
–80
HD2 (VS = ±5V)
HD3 (f = 5MHz)
–90
400
500
600
RLOAD (Ω)
700
800
900
1000
–100
01035-030
300
0
10
20
30
40
50
FREQUENCY (MHz)
60
70
図28.高調波歪みの周波数特性、G = +2 (図 63参照)
図25.高調波歪み対RLOAD、G = +1 (図 62参照)
Rev. I
900
HD3 (VS = 3V)
–90
–100
–110
200
800
01035-033
DISTORTION (dBc)
–70
–100
700
600
RLOAD (Ω)
RL, dm = 800Ω
VO, dm = 1V p-p
–50
HD3 (f = 20MHz)
–60
–50
500
–40
VS = 3V
VO, dm = 1V p-p
–60
–110
200
400
図26.高調波歪み対RLOAD、G = +1 (図 62参照)
図23.高調波歪み対
差動出力電圧、G = +1 (図 62参照)
–50
300
01035-031
HD3 (f = 5MHz)
HD3 (f = 5MHz)
–110
01035-034
DISTORTION (dBc)
VS = ±5V
VO, dm = 2V p-p
HD3 (f = 20MHz)
－ 14/30 －
AD8132
–40
–50
VS = 5V
RL, dm = 800Ω
–50
VS = ±5V
VO, dm = 2V p-p
HD3 (f = 20MHz)
–60
HD2 (f = 20MHz)
DISTORTION (dBc)
DISTORTION (dBc)
HD3 (f = 20MHz)
–60
–70
HD2 (f = 20MHz)
–80
–90
HD2 (f = 5MHz)
–70
–80
HD2 (f = 5MHz)
–90
–100
–100
–110
HD3 (f = 5MHz)
2
1
3
DIFFERENTIAL OUTPUT VOLTAGE (V p-p)
0
4
–110
200
01035-035
HD3 (f = 20MHz)
600
700
RLOAD (Ω)
800
900
1000
fC = 20MHz
VS = ±5V
RL, dm = 800Ω
0
–10
POUT (dBm [Re: 50Ω])
HD2 (f = 20MHz)
–60
–70
–80
–90
HD3 (f = 5MHz)
–100
–30
–40
–50
–60
–70
HD2 (f = 5MHz)
–80
6
–90
19.5
01035-036
4
2
5
1
3
DIFFERENTIAL OUTPUT VOLTAGE (V p-p)
0
–20
20.0
FREQUENCY (MHz)
20.5
01035-039
VS = 5V
RL, dm = 800Ω
–50
DISTORTION (dBc)
500
10
–40
70
図33.相互変調歪み、G = +1
図30.高調波歪み対
差動出力電圧、G = +2 (図 63参照)
45
–50
VS = 5V
VO, dm = 2V p-p
VS = ±5V, +5V
RL, dm = 800Ω
HD3 (f = 20MHz)
40
INTERCEPT (dBm [Re: 50Ω])
–60
DISTORTION (dBc)
400
図32.高調波歪み対RLOAD、G = +2 (図 63参照)
図29.高調波歪み対
差動出力電圧、G = +2 (図 63参照)
–110
300
01035-040
–120
01035-038
HD3 (f = 5MHz)
–70
HD2 (f = 20MHz)
–80
HD2 (f = 5MHz)
–90
35
30
25
20
–100
HD3 (f = 5MHz)
300
400
500
600
RLOAD (Ω)
700
800
900
1000
15
01035-037
–110
200
10
20
30
40
FREQUENCY (MHz)
50
60
図34.3 次インターセプトの周波数特性、G = +1
図31.高調波歪み対RLOAD、G = +2 (図 63参照)
Rev. I
0
－ 15/30 －
AD8132
CF = 0pF
VS = ±5V, +5V, +3V
VS = ±5V
VO, dm = 2V p-p
5ns
400mV
図35.小信号過渡応答、G = +1
5ns
01035-044
40mV
01035-041
CF = 0.5pF
図38.大信号過渡応答、G = +1
VS = 3V
VO, dm = 1.5V p-p
CF = 0pF
VO, dm
CF = 0.5pF
V–OUT
V+OUT
5ns
1V
図36.大信号過渡応答、G = +1
CF = 0pF
5ns
01035-045
300mV
01035-042
V+DIN
図39.大信号過渡応答、G = +1
VS = ±5V, +5V, +3V
VS = 5V
VO, dm = 2V p-p
5ns
40mV
図37.大信号過渡応答、G = +1
Rev. I
5ns
図40.小信号過渡応答、G = +2
－ 16/30 －
01035-046
400mV
01035-043
CF = 0.5pF
AD8132
VS = ±5V
G = +1
VO, dm = 2V p-p
RL, dm = 499Ω
5ns
2mV
0
図41.大信号過渡応答、G = +2
5
10
5ns
15
20
25
5ns/DIV
30
35
01035-050
300mV
01035-047
0.1%/DIV
VS = 3V
40
図44.0.1%セトリング・タイム
CL = 0pF
VS = +5V, ±5V
CL = 5pF
5ns
5ns
400mV
図42.大信号過渡応答、G = +2
01035-052
400mV
01035-048
CL = 20pF
図45.さまざまなコンデンサ負荷での大信号過渡応答
(図 60参照)
0
VS = ±5V
–10
ΔVO, dm
–PSRR
ΔVS
–20
VO, dm
–30
PSRR (dB)
V–OUT
V+OUT
+PSRR (VS = ±5V, +5V)
–PSRR (VS = ±5V)
+PSRR
–40
–50
–60
–70
V+DIN
5ns
–90
0.1
図43.大信号過渡応答、G = +2
Rev. I
1
10
FREQUENCY (MHz)
100
図46.PSRR の周波数特性
－ 17/30 －
1k
01035-053
1V
01035-049
–80
AD8132
–20
–10
VS = ±5V
VIN, cm = 2V p-p
ΔVOCM
–20
–30
ΔVOCM = 600mV p-p
ΔVO, dm
–30
ΔVO, cm
VOCM CMRR (dB)
ΔVIN, cm
–50
–60
ΔVOCM = 2V p-p
–40
–50
–60
ΔVO, dm
–70
ΔVIN, cm
–70
1
10
100
FREQUENCY (MHz)
1000
–80
01035-055
–80
1
10
100
FREQUENCY (MHz)
図50.VOCM CMRR の周波数特性
図47.CMRRの周波数特性(図 61参照)
6
ΔVO, cm
1k
VS = ±5V
ΔVOCM
3
INPUT VOLTAGE NOISE (nV/√Hz)
ΔVOCM = 600mV p-p
0
VOCM GAIN (dB)
1000
01035-058
CMRR (dB)
–40
ΔVOCM = 2V p-p
–3
–6
–9
100
8nV/√Hz
10
10
100
FREQUENCY (MHz)
1000
1
10
図48.VOCM ゲイン応答
100
1k
10k
100k
FREQUENCY (Hz)
1M
10M
100M
01035-059
1
01035-056
–15
100M
01035-060
–12
図51.入力電圧ノイズの周波数特性
1k
INPUT CURRENT NOISE (pA/√Hz)
VS = ±5V
VOCM = –1V TO +1V
400mV
5ns
01035-057
VO, cm
10
1.8pA/√Hz
1
10
100
1k
10k
100k
FREQUENCY (Hz)
1M
10M
図52.入力電流ノイズの周波数特性
図49.VOCM 過渡応答
Rev. I
100
－ 18/30 －
AD8132
0
VIN, sm (1V/DIV)
01035-061
VS = 5V
VIN = 2.5V STEP
G = +2
RF = 1kΩ
RL, dm = 200Ω
5ns
SUPPLY CURRENT (mA)
13
VS = ±5V
11
VS = +5V
9
–30
–10
10
30
TEMPERATURE (°C)
50
70
90
01035-062
7
–50
図54.電源電流の温度特性
Rev. I
VS = ±5V
–1.5
–2.0
–20
0
20
40
TEMPERATURE (°C)
60
80
図55.差動出力オフセット電圧の温度特性
15
5
–1.0
–2.5
–40
図53.オーバードライブ回復
VS = +5V
–0.5
－ 19/30 －
100
01035-063
DIFFERENTIAL OUTPUT OFFSET (mV)
VO, dm (0.5V/DIV)
AD8132
テスト回路
CF
RF
348Ω
RG
348Ω
49.9Ω
0.1µF
49.9Ω
499Ω
RL
0.1µF
RL
24.9Ω
RF
01035-005
348Ω
CF
G = +1: RF = RG = 348Ω, RL = 249Ω (RL, dm = 498Ω)
G = +2: RF = 1000Ω, RG = 499Ω, RL = 100Ω (RL, dm = 200Ω)
図59.出力バランスのテスト回路
図56.基本テスト回路、G = +1
348Ω
1000Ω
348Ω
499Ω
200Ω
499Ω
1000Ω
348Ω
24.9Ω
24.9Ω
図60.コンデンサ負荷駆動のテスト回路
RF
348Ω
348Ω
499Ω
0.1µF
249Ω
VO, dm
200Ω
49.9Ω
348Ω
RF
348Ω
NOTES
RESISTORS MATCHED TO 0.01%.
図58.さまざまなゲインでのテスト回路
図61.CMRR テスト回路
348Ω
LPF
49.9Ω
24.9Ω
2:1 TRANSFORMER
300Ω
348Ω
HPF
ZIN = 50Ω
0.1µF
348Ω
300Ω
348Ω
図62.高調波歪みテスト回路、G = +1、RL, dm = 800 Ω
1000Ω
49.9Ω
24.9Ω
HPF
ZIN = 50Ω
0.1µF
499Ω
300Ω
1000Ω
図63.高調波歪みテスト回路、G = +2、RL, dm = 800 Ω
Rev. I
－ 20/30 －
01035-032
LPF
2:1 TRANSFORMER
300Ω
499Ω
VO, cm
249Ω
01035-023
499Ω
01035-019
24.9Ω
453Ω
348Ω
図57.基本テスト回路、G = +2
49.9Ω
CL
01035-051
24.9Ω
0.1µF
24.9Ω
49.9Ω
0.1µF
01035-014
49.9Ω
01035-021
RG
01035-054
24.9Ω
348Ω
AD8132
動作説明
表10.差動モード・ゲインと同相モード・ゲイン
用語の定義
差動電圧
2 つのノード電圧間の差。たとえば、出力差動電圧(または
等価な出力差動モード電圧)は、次のように定義されます。
VOUT, dm = (V+OUT − V−OUT)
ここで、V+OUT と V−OUT は+OUT ピンと−OUT ピンの電圧(共
通リファレンスを基準)。
同相モード電圧
2 つのノード電圧間の平均。出力同相モード電圧は次式で
定義されます。
VOUT, cm = (V+OUT + V−OUT)/2
RF
–DIN
–OUT
+IN
AD8132
VOCM
RG
–IN
RF
RL, dm
VOUT, dm
CF
図64.回路の定義
回路の基本動作
AD8132 の使い方を理解する便利で容易な方法の 1 つは、
等しい比を持つ 2 つの帰還回路を提供することです。寄生
の影響を等しくするため、これらの回路を 2 つの等しい値
の帰還抵抗(RF)と 2 つの等しい値のゲイン抵抗(RG)で構成し
ます。この回路を図 64に示します。
AD8132 は従来型オペアンプと同様に、2 つの差動入力を持
っており、これらは差動モード入力電圧(VIN, dm)と同相モー
ド入力電圧(VIN, cm)で駆動することができます。
AD8132 にはもう 1 つの入力(VOCM)があり、これは従来型オ
ペアンプにはありません。VOCM は、前述の入力から完全に
分離されています。
相補出力は 2 つあり、その応答は差動モード出力(VOUT, dm)
と同相モード出力(VOUT, cm)により決定することができます。
表 10 に、任意のタイプの入力からいずれかのタイプの出
力までのゲインを示します。
Rev. I
VOUT, cm
0 (by design)
0 (by design)
1 (by design)
表 10に示すように、差動出力(VOUT, dm)は差動入力電圧(VIN,
dm)とRF/RGの積に等しくなります。この場合、両差動入力が
駆動されているか、または 1 方の出力が駆動され、他方が
グラウンドなどの基準電圧に固定されているかは、問題に
なりません。VOUT, dmの列に示す 2 つのゼロから分かるよう
に、いずれの同相モード入力もこのゲインに影響を与えま
せん。
VIN, cm から VOUT, dm までのゲインは、帰還回路の一致度に直
接依存します。この伝達関数に似た項は(従来型オペアンプ
で使用)、同相モード除去比(CMRR)です。したがって、高
い CMRR を持つ場合は、帰還比が一致していることを意味
します。
+OUT
01035-064
RG
VOUT, dm
RF/RG
0
0
VIN, dm から VOUT, cm までのゲインは 0 であり、一次では帰還
回路の比の一致に依存しません。同相モード帰還ループは
AD8132 内で、このゲイン項を小さくする対策を提供しま
す。項のバランス誤差は、このゲイン項が 0 から離れてい
る度合を表します。
CF
+DIN
Input
VIN, dm
VIN, cm
VOCM
VIN, cm から VOUT, cm までのゲインは理論的に 0 で、一次では
帰還比の一致に依存しません。VIN, dm から VOUT, cm までの場
合と同様に、同相モード帰還ループがこの項を小さく維持
します。
VOCM から VOUT, dm までのゲインは、帰還比が一致する場合に
のみ理論的に 0 です。VOCM の変化で発生する差動出力信号
の大きさは、帰還回路内の一致度に関係します。
VOCM は、ゲイン= 1 の伝達関数で出力同相モード電圧 VOUT,
cm を制御します。比の等しい帰還回路では(前に仮定したよ
うに)、各出力に対する影響は等しく、すなわち VOCM から
VOUT, dm までのゲインが 0 になります。駆動されない場合は、
出力同相モード電圧は内部分圧器を使って電源の中央値の
レベルに設定されます。0.1 µF のバイパス・コンデンサを
VOCM に接続することが推奨されます。
等しくない帰還比を使用する場合は、VOUT, dm に対応する 2
つのゲインは非ゼロになります。これにより数学的解析が
複雑になり、デバイス動作の直感的理解が難しくなります。
－ 21/30 －
AD8132
動作原理
AD8132 は、追加された入力と出力が外部に出ている点で
従来型オペアンプと異なっています。追加された入力 VOCM
が、出力同相モード電圧を制御します。追加された出力は、
従来型オペアンプの 1 つの出力のアナログ相補信号になっ
ています。この動作のために、AD8132 は 2 つの帰還ループ
を使います。これは、従来型オペアンプのシングル・ルー
プとは対照的です。これは種々の新しい回路をつくる場合
に自由度を大きくしますが、それでもオペアンプの基本理
論を使って動作を解析することができます。
帰還係数 β1 は駆動される側のもので、帰還係数 β2 は基準
電圧(グラウンド)に接続される側のものです。各帰還係数
は 0～1 の範囲の値であることに注意してください。
帰還ループの 1 つが出力同相モード電圧 VOUT, cm を制御しま
す。その入力は VOCM (ピン 2)で、出力は同相モード、すな
わち 2 つの差動出力(+OUT と−OUT)の平均電圧です。この
回路のゲインは内部で 1 に設定されています。AD8132 が
直線領域で動作しているとき、これが動作制約の 1 つ VOUT,
cm = VOCM を設定します。
この式は直感的ではありませんが、幾つかの例を使うと意味
を理解できます。β1 の許容誤差はゲインに対して β2 の許
容誤差と同じ影響を与えないということが直ちに分かりま
す。
2 つ目の帰還ループは差動動作を制御します。オペアンプ
と同様に、ゲインと伝達関数のゲイン・カーブは受動帰還
回路を追加することにより制御することができますが、ルー
プを閉じて動作をフルに制約するためには 1 つの帰還回路
のみが必要ですが、必要とされる機能に応じて、2 つの帰
還回路を使うことができます。差動入力に対して各々が反
転された 2 つの出力があるため、これが可能です。
AD8132 の一般的な使い方
ここで、一次解析のために幾つかの仮定を行います。これら
は、オペアンプの解析で使われる一般的な仮定です。

入力バイアス電流は無視できるほどに十分小さい。

出力インピーダンスは十分小さい。

オープン・ループ・ゲインは十分大きいため、入力差
動電圧が実質的に 0 となる状態までアンプを駆動する。

オフセット電圧は 0 と見なす。
AD8132 を純差動入力で動作させることができますが、多
くのアプリケーションではシングルエンド入力で差動出力
の回路が必要とされます。
シングルエンド/差動変換回路の場合、駆動されない入力の
RGは基準電圧すなわちグラウンドに接続されます。その他
の条件は次のセクションで説明します。さらに、VOCMの電
圧したがってVOUT, cmは、グラウンドと見なされます。図 67
に、2 つの帰還パスを持つAD8132 を使ったこのような回路
の一般化した回路図を示します。
シングルエンド/差動変換ゲインの式は、次式から求めるこ
とができます(β1 と β2 の全値に対して可能)。
G
β1  β2 
抵抗のない差動アンプ(高入力インピーダンス反転
アンプ)
抵抗を必要としない最も簡単なクローズド・ループ回路を
図 70に示します。この回路では、β1 = 0、β2 = 1、ゲイン=
2 です。
さらに単純な考察により、直感的にゲインを求めることがで
きます。+OUT を−IN に接続すると、その電圧は平衡状態で
+IN の電圧に等しくなります。このため、+VOUT は VIN と等
しくなり、このパスのゲインは 1 になります。同相モード
の制約のため−OUT の振幅は+OUT とは逆向きに振れる必要
があるので、その影響は出力信号の 2 倍になり、ゲインは
2 になります。
この回路が提供する 1 つの便利な機能は、高入力インピー
ダンスのインバータです。+OUT を無視すると、+IN から
−OUT までで構成されるゲイン= 1 の高入力インピーダン
ス・アンプが得られます。大部分の従来型オペアンプ・イ
ンバータは別のアンプでバッファされないかぎり、比較的
低い入力インピーダンスを持っています。
VOCM は電源電圧の中央値とします。+VOUT と VIN は一致する
必要があるという制約がまだあるため、VOCM 電圧を変更し
ても+VOUT ( = VIN)は変化しません。このため、VOCM を変更
した影響は−OUT に現れます。
たとえば、VOCM を 1 V 増加させると、−VOUT は 2 V 増加す
る必要があります。これにより、VOUT, cm も 1 V 増加します。
これは、2 つの差動出力電圧の平均として定義されているた
めです。これは、VOCM から差動出力までのゲインが 2 であ
ることを意味しています。
各帰還回路に対して、帰還係数は、反対符号の入力に帰還
される出力信号に乗算する小数値として定義することがで
きます。これらの項は次のようになります。
β1 = RG1/(RG1 + RF1)
β2 = RG2/(RG2 + RF2)
Rev. I
2 1  β1
－ 22/30 －
AD8132
その他のβ2 = 1 回路
前述の β2 = 1、ゲイン= 2 の単純な構成は、この条件下でつ
くれる最高ゲインの回路です。β1 = 0 であったため、大きな
値の β1 だけが可能です。大きな値の β1 を持つ回路は、2 よ
り小さいゲインを持ちますが、β1 = 1 の回路は実用的ではあ
りません。これは有効な入力を持たないためゲインが 0 に
なるためです。
β1 を 0 より大きくするためには、帰還回路内に抵抗を 2 個
追加する必要があります。0 より大きい値のβ1 を持つ一般化
した回路を図 69に示します。実現可能な便利なゲインとし
ては、β1 = 1/3 でのゲイン= 1、およびβ1 = 0.6 でのゲイン=
0.5 などがあります。
これらの回路で β2 = 1 にすると、VOCM は入力電圧と各出力
電圧を測定する際の基準電圧として機能します。一般に、
等しくない帰還回路を持つ回路内で VOCM を変えると、加
えられた VOCM 電圧に比例する差動出力信号が発生します。
可変β2
β2 = 1 回路はβ2 を 1 に設定しますが、β2 を 0 に設定する別
のクラスのシンプルな回路をつくることができます。これ
は、+OUTから−INへの帰還がないことを意味します。この
クラスの回路は従来型反転オペアンプに非常に似ています
が、AD8132 回路では追加出力と同相モード入力があり、
これらは別々に解析することができます(図 71)。
−IN をグラウンドに接続すると、+IN は従来型オペアンプで
使われた用語の意味での仮想グラウンドになります。両入
力は平衡動作で同じ電圧を維持する必要があるため、一方
がグラウンドに設定されると、他方もグラウンドへ駆動さ
れます。入力インピーダンスも従来型オペアンプと同様に、
RG に等しい必要があります。
ただし、この場合、正の入力と負側出力が帰還回路に使用
されます。従来型オペアンプには負側出力がないため、反
転入力のみが帰還回路に使用されました。AD8132 は対称
であるため、いずれの側の帰還回路を使っても同じ結果を
得ることができます。
従来型オペアンプと同様に考えると、+IN は加算点である
ため、VIN から−OUT までのゲインは−RF/RG になります。こ
れは VOCM の電圧によらず成立し、+OUT が同じ量だけ
−OUT から逆向きに移動するため、全体ゲインは−2(RF/RG)
になります。
実用限界と寄生により許容ゲイン範囲はより適切な値に制
限されます。
β1 = 0
−OUTから+INまでの帰還がない、さらに別のクラスの回路
があります。これはβ1 = 0 のケースです。抵抗のない差動ア
ンプ(高入力インピーダンス反転アンプ)のセクションで説明
した抵抗のない差動アンプはこの条件を満たしますが、β2
= 1 の条件の場合のみを説明しました。この回路のゲインは
2 であったことを思い出してください。
この回路でβ2 を 1 より小さくすると、+VOUTの−INへ帰還さ
れる部分が小さくなるため、ゲインが増加します(図 68)。
この回路は非反転オペアンプ構成と非常に似ていますが、
相補出力が追加されている点が異なります。このため、全
体ゲインは非反転オペアンプの 2 倍、すなわち 2 × (1 +
RF2/RG2) = 2 × (1/β2)になります。
この場合も、VOCM を変えても同様に両出力に影響を与えま
せん。したがって、ゲイン= 1 で VOUT, cm を変える他に、
VOCM を変えることにより VOUT, dm にも影響があります。
出力ノイズ電圧の計算
従来型オペアンプの場合と同様に、差動出力誤差(ノイズ電
圧とオフセット電圧)は+IN と−IN での入力換算項に回路ノ
イズ・ゲインを乗算することにより計算することができま
す。ノイズ・ゲインは次のように定義されます。
R
GN  1   F
 RG
図 64の回路の総合出力換算ノイズを計算するときは、抵抗
RFとRGの影響に注意が必要です。種々のクローズド・ルー
プ・ゲインでの出力ノイズ電圧密度の計算については表 11
を参照してください。
表11.特定のゲインに対する推奨抵抗値とノイズ性能
Gain
1
2
5
10
VOCM は依然 VOUT, cm を制御しているため、+OUT は VOCM を変
えたとき移動する唯一の出力になります。VOUT, cm は 2 つの
出力の平均であるため、+OUT は VOCM と同じ向きに 2 倍移
動して正しい VOUT, cm を発生する必要があります。このため、
VOCM から+OUT までのゲインは 2 になります。
これらの回路で β2 = 0 にすると、反転モードの従来型オペ
アンプの場合と同様に、ゲインは理論的に 0 の近くから無
限大までの任意の値に設定することができます。ただし、
Rev. I




－ 23/30 －
RG
(Ω)
499
499
499
499
RF
(Ω)
499
1.0 k
2.49 k
4.99 k
Bandwidth
−3 dB (MHz)
360
160
65
20
Output
Noise
AD8132
Only
(nV/√Hz)
16
24.1
48.4
88.9
Output
Noise
AD8132
+ RG, RF
(nV/√Hz)
17
26.1
53.3
98.6
AD8132
β1 ≠ β2 のゲイン設定で AD8132 を使う場合は、VOCM 回路内
の入力換算電圧ノイズのために次式に従って差動出力ノイ
ズが発生します。
 β1  β2 
VOND  2 VNOCM 

 β1  β2 
容量負荷の駆動
図 64の+DINと−DINでの実効入力インピーダンスのように、
回路の実効入力インピーダンスは、シングルエンドまたは
差動のいずれの信号源でアンプを駆動するかに依存します。
平衡差動入力信号の場合、入力間(+DINと−DIN)の入力イン
ピーダンス(RIN、dm)はRIN, dm = 2 × RGになります。
シングルエンド入力信号の場合は(たとえば、−DIN をグラウ
ンドに接続し、入力信号を+DIN に加える場合)、入力インピ
ーダンスは次のようになります。
オープン・ループ・ゲインと位相
オープン・ループ・ゲインと位相のグラフを図 65と図 66
に示します。




R
G


RF



1


2
RG  RF  

回路の入力インピーダンスは、インバータとして接続され
た従来型オペアンプの場合より実効的に高くなります。こ
れは、差動出力電圧の成分が同相モード信号として入力に
現れて、特に入力抵抗 RG 両端の電圧を持ち上げるためで
す。
60
40
30
20
10
0
–10
–20
0.1
AD8132 の VOCM ピンは、内部で電源の中心値(V+と V−の電
圧の平均値)にほぼ等しくバイアスされています。内部バイ
アスを使用すると、出力同相モード電圧が約 100 mV 以内
の期待値で発生します。
10
100
1000
図65.オープン・ループ・ゲインの周波数特性
40
20
RL, dm = 2kΩ
0
OPEN-LOOP PHASE (Degrees)
出力同相モード電圧の設定
1
FREQUENCY (MHz)
単電源アプリケーションでの入力同相モード電圧
範囲
AD8132 は、レベル・シフト(グラウンド基準の入力信号)に
対して最適化されています。シングルエンド入力の場合、
これはアンプの負側電源電圧(V−)が 0 Vに設定されると、
図 64の−DINの電圧も 0 Vになることを意味します。
RL, dm = 2kΩ
50
01035-083
アプリケーション回路の入力インピーダンスの計
算
純容量負荷は、AD8132 のピンとボンディング・ワイヤー
のインダクタンスに反応して、パルス応答で高周波リンギ
ングを発生させることがあります。この影響を小さくする 1
つの方法は、各帰還抵抗の両端に小さいコンデンサを接続
することです。追加する容量は、アンプの不安定化を防止
するため小さくする必要があります。もう 1 つの方法は、小
さい抵抗をアンプ出力に直列に接続する方法です(図 60参
照)。
OPEN-LOOP GAIN (dB)
ここで、
VOND は出力差動ノイズ。
VNOCM は VOCM での入力換算電圧ノイズ。
RIN,dm
出力同相モード・レベルの正確な制御が必要な場合には、
外付け電源または抵抗分圧器(RSOURCE < 10 kΩ)を使用するこ
とが推奨されます。仕様のセクションに示す出力同相モー
ド・オフセットは、VOCM入力が低インピーダンス電圧源か
ら駆動される場合です。
–20
–40
–60
–80
–100
–120
–140
–160
–200
0.1
1
10
100
FREQUENCY (MHz)
図66.オープン・ループ位相の周波数特性
Rev. I
－ 24/30 －
1000
01035-084
–180
AD8132
レイアウト、グラウンド接続、バイパス
回路例
寄生の影響を防止するため、信号パターンは短く、かつダイ
レクトにする必要があります。相補信号が存在する場合は、
長さの一致した対称なレイアウトを可能な限り採用してバ
ランス性能を維持する必要があります。長い差動信号を配
線する場合は、両 PCB パターンを互いに近づけるか、また
は差動対の各線を撚ってループ面積が最小になるようにす
る必要があります。こうすることにより、放射エネルギを
減らして、回路を干渉に対して強くします。
01035-065
RG2
RF2
図67.代表的な 4 抵抗帰還回路
+
VIN
RG2
RF2
01035-066
デバイスのできるだけ近くで、電源ピンを最寄りのグラウ
ンド・プレーンへ高周波セラミック・チップ・コンデンサ
を使ってバイパスします。各電源に対して 0.01 µF～0.1 µF
の容量値を使ってください。さらに離れたところに、低周
波バイパスの 10 µF タンタル・コンデンサを各電源とグラ
ウンドとの間に接続します。
+
図68. β1 = 0 の代表的な回路
RF1
RG1
+
01035-067
最初の条件は、AD8132 を取り囲むできるだけ多くのボー
ド領域をカバーするしっかりしたグラウンド・プレーンを
設けることですが、これに対する唯一の例外は、2 本の入力
ピン(ピン 1 とピン 8)をグラウンド・プレーンから数ミリ離
し、これらの入力ピンの下の内層とボード裏面からグラウ
ンドを除去することです。これにより、これらのノードの
浮遊容量が小さくなるため、周波数に対するゲインの平坦性
の維持に役立ちます。
RF1
RG1
図69.β2 = 1 の代表的な回路
VIN
+
01035-068
他の高速デバイスの場合と同様に、AD8132 もプリント回
路ボード(PCB)環境に敏感です。優れた仕様を実現するた
めには、高速 PCB デザインに細心の注意を払う必要があり
ます。
図70.G = +2 の回路、β1 = 0、抵抗なし
RF1
+
01035-069
VIN
RG1
図71.β2 = 0 の代表的な回路
Rev. I
－ 25/30 －
AD8132
アプリケーション情報
10
A/Dコンバータのドライバ
多くの新しい高速ADCは単電源動作で差動入力を採用して
います。このため、これらのデバイスに対するドライバは、
シングルエンド信号から差動信号へ変換する機能と出力同
相モード・レベル・シフト機能を持ち、さらに低歪みかつ
低ノイズです。AD8132 は、AD9203 (10 ビット 40 MSPSの
ADC)を駆動する際にこれらの機能を実行するので便利です。
–10
–20
OUTPUT (dBc)
–30
–40
–50
–60
–70
2ND
5TH
–80
図 73では、ゲイン= 1 に設定されたAD8132 の入力を 1 V p-p
信号で駆動しています。AD8132 と AD9203は、単電源 3 V
を使用しています。分圧器によりVOCMを電源電圧の中央値
にバイアスし、これによりVOUT, cmを電源電圧の 1/2 に駆動
しています。これは、AD9203の同相モード範囲内で行われ
ています。
ADCとドライバの間に 1 極の差動フィルタが接続されていま
す。このフィルタはノイズの除去とADCのスイッチド・キ
ャパシタ入力に役立ちます。各ADC入力は、1.25 V dc～1.75
V dcの範囲の 0.5 V p-p信号により駆動されます。クロッ
ク・レート= 40 MSPS、入力周波数= 2.5 MHzで動作させた
ときの回路性能のFFTプロットを図 72に示します。
fS = 40MHz
fIN = 2.5MHz
FUND
0
3RD
–90
6TH
4TH
9TH 8TH
7TH
–100
0
2.5
5.0
7.5
10.0
12.5
15.0
INPUT FREQUENCY (MHz)
17.5
20.0
01035-071
–110
–120
図72. AD9203 を駆動する AD8132 の FTT 応答
平衡ケーブル・ドライバ
ツイストペア・ケーブルを駆動するときは、純差動信号の
みをラインへ駆動することが望まれます。信号が純差動(す
なわち平衡信号)で、かつ伝送線が撚り線で平衡な場合は、
信号の放射が最小になります。
相補電界の大部分が 2 本の撚り線の間の空間に閉じ込めら
れるため、ケーブルからの大きな放射はありません。ケー
ブル内の電流は磁界を発生し、これがある程度放射されます
が、放射量は撚り線にすることにより軽減されます。これ
は、2 つの隣接する撚りで発生する各磁界は、互いに逆極
性を持つためです。撚りのピッチが十分きつい場合は、こ
れらの小さい磁界ループが大部分の磁束を含むため、遠端
磁界強度は無視できます。
3V
3V
10kΩ
0.1µF
1V p-p
10µF
348Ω
10kΩ
60.4Ω
25
3
8
20pF
5
49.9Ω
0.1µF
2
4
348Ω
6
28
2
AVDD
DRVDD
AINN
20pF
60.4Ω
348Ω
AINP
26
AVSS
DRVSS
27
1
図73. AD9203(10 ビット 40 MSPS ADC)を駆動するAD8132
Rev. I
DIGITAL
OUTPUTS
AD9203
AD8132
1
0.1µF
0.1µF
348Ω
24.9Ω
+
－ 26/30 －
01035-070
3V
AD8132
+5V
+
0.1µF
+5V
10µF
1kΩ
499Ω
1
AD8132
0.1µF
523Ω
100Ω
49.9Ω
+
AD830
2
TWISTED
PAIR
7
3
VOUT
4
1kΩ
10µF
10µF
0.1µF
5
–5V
10µF
0.1µF
+
01035-072
50Ω
SOURCE
49.9Ω
49.9Ω
+
0.1µF
–5V
図74. AD8132 と AD830を使用した平衡ライン・ドライバ/レシーバ
20
差動駆動信号内の不平衡は、ケーブル上で同相モード信号
として現れます。これは、同相モード信号で駆動された単
線と等価です。この場合、線はアンテナとして機能して放
射が発生します。したがって、差動ツイストペア・ケーブ
ルを駆動する際に放射を少なくするためには、差動駆動信
号が良く平衡していることを確認してください。
10
0
VOUT/VIN (dB)
–10
AD8132 の同相モード帰還ループは、出力での同相モード
電圧を小さくするのに役立つため、平衡度の優れた差動ラ
イン・ドライバの作成に使用することができます。図 74に、
AD8132 を平衡ライン・ドライバとして、AD830を差動レ
シーバ(ゲイン= 1)として、それぞれ使用したアプリケーシ
ョンを示します。この回路は、10 mのカテゴリ 5 ケーブル
で動作させました。
–20
–30
–40
–50
–60
–80
1000
10
100
FREQUENCY (MHz)
1
01035-074
–70
図76.送信ブースト回路の周波数応答
伝送線の長さによって伝送する信号が減衰させられます。
この影響は高い周波数ほど大きくなります。これを補償する
1 つの方法は、送信回路で高い周波数を持ち上げる等化器を
使用して、ケーブルの受信端で減衰効果を相殺させること
です。
差動ローパス・フィルタ
オペアンプと同様に、AD8132 を使って種々のタイプのア
クティブ・フィルタを構成することができます。これらは
シングルエンド入力/差動出力にすることができ、差動
ADC を駆動する際に折り返し防止機能として使うことがで
きます。
高い周波数で帰還回路のRG部品のインピーダンスを小さく
することにより、高周波でのゲインを大きくすることがで
きます。図 75に、2 ライン・ドライバのゲインを示します。
RG抵抗に並列に 10 pFのコンデンサが接続されています。
この効果を図 76の周波数応答プロットに示します。
10pF
2kΩ
VIN
49.9Ω
24.9Ω
499Ω
100pF
100pF
953Ω
33pF
549Ω
200pF
953Ω
2kΩ
VOUT
200pF
33pF
549Ω
2.15kΩ
49.9Ω
図77.1 MHz、3 極の差動出力ローパス複数帰還フィルタ
49.9Ω
249Ω
249Ω
100Ω
49.9Ω
24.9Ω
10pF
VOUT
499Ω
図75.周波数ブースト回路
01035-073
VIN
Rev. I
2.15kΩ
01035-075
送信等化器
図 77 に、複数帰還ローパス・フィルタの回路図を示しま
す。アクティブ・セクションには 2 極が含まれ、出力にさ
らに 1 極が追加されています。フィルタは、1 MHzの−3 dB
周波数としてデザインされています。
－ 27/30 －
AD8132
−3 dB周波数の測定値は 1.12 MHzです(図 78)。
受信端の同相モード電圧をグラウンドに設定すると、受信
端用に適しています。ケーブル内でノイズから混入する同
相モード信号は送信端に現れるため、トランスミッタで吸
収する必要があります。このため、ケーブルに混入する同
相モード信号の振幅を吸収し、クリップを避けるために十
分な同相モード出力範囲をトランスミッタが持つことが重
要です。
10
0
–10
VOUT/VIN (dB)
–20
–30
–40
これを調べるもう 1 つの方法は、回路がトランス動作と呼
ばれる動作を行うことです。大きな違いの 1 つは、AD8132
は DC を通過させますがトランスは通過させない点です。
–50
–60
–70
1M
FREQUENCY (Hz)
10M
100M
図78.1 MHz ローパス・フィルタの周波数応答
高い同相モード出力インピーダンスを持つアンプ
VOCM (ピン 2)への接続を変えると、同相モード低インピーダ
ンスから高インピーダンスへ変えることができます。VOCM
を特定の電圧に設定すると、AD8132 はVOUT, cmを比較的低
い出力インピーダンスの同じ電圧にしようとします。前述
のすべての解析では、この出力インピーダンスは回路内の
負荷条件を駆動するためには十分低いと仮定していますが、
アプリケーションによっては、高い同相モード出力インピ
ーダンスが必要な場合があります。これは、図 79に示す回
路で実現することができます。
RF
348Ω
RG
348Ω
10Ω
RG
348Ω
1kΩ
49.9Ω
1kΩ
49.9Ω
VOCM
図80.二次側低出力インピーダンスを VOCM に設定したトランス
図 81のようにトランス二次側のセンター・タップをフロー
ティングにできる場合(またはセンター・タップがない場
合)、トランスは高い同相モード出力インピーダンスを持ち
ます。これは、二次側の同相モードは、接続により決定さ
れて、トランス自体には関係ないことを意味します。
NC
10Ω
VDIFF
図81.高い二次側出力インピーダンスを持つトランス
01035-077
RF
348Ω
図79.高い同相モード出力インピーダンスを持つ差動アンプ
VOCM は、出力同相モード電圧を測定する抵抗分圧器から駆
動されます。このため、同相モード出力電圧は被駆動回路
から設定される値を引き継ぎます。このケースでは、10 m
のカテゴリ 5 ツイストペア・ケーブルの受信端での終端の
中央値からこの値を得ています。
Rev. I
VDIFF
01035-078
100k
また、トランスは高いまたは低い同相モード出力インピーダ
ンスを持つように容易に構成することができます。トランス
のセンター・タップを安定な電圧基準に接続すると、トラ
ンスの二次側の同相モード電圧が設定されます。このケース
では、差動出力の一方がグラウンドに接続されると、他方の
出力は差動出力信号の 1/2 になります。これにより、同相モ
ード電圧がグラウンドに維持されます。これはこのセンタ
ー・タップ接続のためです。これは、低出力インピーダン
ス同相モードで動作するAD8132 の場合も同じです(図 80)。
01035-079
–90
10k
01035-076
–80
トランスの差動端の一方がグラウンドに接続されると、他
方はフル出力電圧で変化します。これは、出力電圧の同相
モードは差動出力電圧の 1/2 であることを意味します。ただ
し、これは同相モードが低インピーダンスを介して与えら
れた電圧に強制されないことを意味しています。同相モー
ド出力電圧は、他の出力ピンを使って、任意の電圧へ容易
に変えることができます。
図 79の一方の出力をグラウンドに接続すると、AD8132 は
同じ性能を示すことができます。他方の出力はフル差動出
力電圧で変化します。同相モード信号は、出力とVOCMへの
入力との間の分圧器を使って測定します。そして、これが
VOUT, cmを同じレベルに駆動します。高い周波数では、VOCM
ノードの容量を小さくすることが重要です。そうしないと、
位相シフトにより性能が低下します。周波数応答を改善す
るために、分圧器の抵抗を小さくすることもできます。
－ 28/30 －
AD8132
全波整流器
AD8132 の平衡出力と数個のショットキ・ダイオードを組み
合わせて使用すると、非常に高速な全波整流器を構成するこ
とができます。このような回路は、AC 電圧の測定やその他
の計算に便利です。
図 82 に、このような回路の構成を示します。AD8132 の各
出力は、HP2835 ショットキ・ダイオードのノードを駆動し
ます。これらのショットキ・ダイオードは、高速動作用に
選択します。低い周波数(10 MHz以下)では、1N4148 のよう
なシリコン信号ダイオードを使うことができます。2 個のダ
イオードのカソードを相互に接続し、この出力ノードを
100 Ωの抵抗を介してグラウンドに接続します。
+5V
RF1
348Ω
RT1
49.9Ω
RT2
24.9Ω
RG2
348Ω
+5V
10kΩ
RF2
348Ω
–5V
CR1
RL
100Ω
全波整流器の性能を測定する、数値化できる高信頼の方法
はありません。理論的な波形はシャープな周期的不連続性
を持つため、上限周波数のない高調波(大部分は偶数次)を
持っていますが、実用的回路では、周波数が高いほど、高
い高調波が減衰するので、低い周波数で現れたシャープな
先端はかなり丸くなります。
300 MHzまでの周波数で回路を動作させる場合、動作はして
いるのですが、出力には主に 2 次高調波が残ります。これは
600 MHzで正弦波のように見えます。図 83に、100 MHz、
2.5 V p-p入力で駆動した際の出力のオシロスコープ・プロ
ットを示します。
DAC を 2 倍でオーバーサンプルする際のクロックを発生す
るために、2 次高調波ジェネレータの使用が便利なことが
あります。この回路の出力をローパス・フィルタを通過し
て動作させると、2 次高調波ジェネレータとして使用する
ことができます。
HP2835
VOUT
01035-080
VIN
RG1
348Ω
順方向バイアスが十分でない場合は(VOUT, cm が低すぎる)、
全波整流出力波形の下側先端が丸くなります。さらに、周
波数が高くなると、下側先端の丸みが強くなります。順方
向バイアスを大きくして、高い周波数で先端をシャープに
することができます。
図82.全波整流器
1V
この回路の利点の 1 つは、各ダイオードがループ内で極性
を反転する際に帰還ループが一時的にオープンにならない
ことです。この方式は、従来型オペアンプを使用する全波
整流器で使用されています。これらの従来型回路は、約 1
MHz 以上の周波数では良く動作しません。
100mV
2ns
01035-081
差動出力電圧がゼロのとき、少し順方向にバイアスされるよ
うにダイオードを動作させます。ショットキ・ダイオード
の場合、これは約 400 mV です。順方向バイアスは CR1 を使
って調節することができます。この回路では、差動出力電
圧を発生することなく VOUT, cm を変化させることができます。
図83. 100 MHz 入力での全波整流器の応答
車載製品
AD8132W は、AEC-Q100 に準拠した車載アプリケーション
用に認定されています。厳しい車載性能と品質条件を満た
すために、この製品のカスタム・バージョンを提供してい
ます。
Rev. I
－ 29/30 －
AD8132
外形寸法
5.00 (0.1968)
4.80 (0.1890)
8
4.00 (0.1574)
3.80 (0.1497)
5
1
4
1.27 (0.0500)
BSC
0.25 (0.0098)
0.10 (0.0040)
6.20 (0.2441)
5.80 (0.2284)
1.75 (0.0688)
1.35 (0.0532)
0.51 (0.0201)
0.31 (0.0122)
COPLANARITY
0.10
SEATING
PLANE
0.50 (0.0196)
0.25 (0.0099)
45°
8°
0°
0.25 (0.0098)
0.17 (0.0067)
1.27 (0.0500)
0.40 (0.0157)
012407-A
COMPLIANT TO JEDEC STANDARDS MS-012-A A
CONTROLLING DIMENSIONS ARE IN MILLIMETERS; INCH DIMENSIONS
(IN PARENTHESES) ARE ROUNDED-OFF MILLIMETER EQUIVALENTS FOR
REFERENCE ONLY AND ARE NOT APPROPRIATE FOR USE IN DESIGN.
図84.8 ピン標準スモール・アウトライン・パッケージ[SOIC_N]
ナロウ・ボディ
(R-8)
寸法: mm (インチ)
3.20
3.00
2.80
3.20
3.00
2.80
8
1
5
5.15
4.90
4.65
4
PIN 1
IDENTIFIER
0.65 BSC
0.95
0.85
0.75
15° MAX
1.10 MAX
0.40
0.25
6°
0°
0.70
0.55
0.40
0.23
0.13
091709-A
0.15
0.05
COPLANARITY
0.10
COMPLIANT TO JEDEC STANDARDS MO-187-AA
図85.8 ピン・ミニ・スモール・アウトライン・パッケージ[MSOP]
(RM-8)
寸法: mm
オーダー・ガイド
Model
AD8132AR
AD8132AR-REEL
Temperature Range
−40°C to +125°C
−40°C to +125°C
AD8132AR-REEL7
AD8132ARZ1
AD8132ARZ-RL1
−40°C to +125°C
−40°C to +125°C
−40°C to +125°C
AD8132ARZ-R71
AD8132ARM
AD8132ARM-REEL
AD8132ARM-REEL7
AD8132ARMZ1
AD8132ARMZ-REEL1
AD8132ARMZREEL71
AD8132WARMZ-R71, 2
1
2
Package Option
R-8
R-8
−40°C to +125°C
−40°C to +125°C
−40°C to +125°C
−40°C to +125°C
−40°C to +125°C
−40°C to +125°C
−40°C to +125°C
Package Description
8-Lead SOIC_N
8-Lead SOIC_N, 13" Tape and
Reel
8-Lead SOIC_N, 7" Tape and Reel
8-Lead SOIC_N
8-Lead SOIC_N, 13" Tape and
Reel
8-Lead SOIC_N, 7" Tape and Reel
8-Lead MSOP
8-Lead MSOP, 13" Tape and Reel
8-Lead MSOP, 7" Tape and Reel
8-Lead MSOP
8-Lead MSOP, 13" Tape and Reel
8-Lead MSOP, 7" Tape and Reel
R-8
RM-8
RM-8
RM-8
RM-8
RM-8
RM-8
HMA
HMA
HMA
HMA#
HMA#
HMA#
−40°C to +125°C
8-Lead MSOP, 7" Tape and Reel
RM-8
H14
Z = RoHS 準拠品。#は RoHS 準拠品を表し、上部または下部に表示。
車載認定品。
Rev. I
－ 30/30 －
Branding
Ordering Quantity
2,500
R-8
R-8
R-8
1,000
2,500
1,000
3,000
1,000
3,000
1,000
1,000

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